模拟电路基础知识教程

01单元 半导体器件基础

半导体的导电特性 导体、绝缘体和半导体 本征半导体的导电特性 杂质半导体的导电特性 PN结 晶体二极管

二极管的结构与伏安特性 半导体二极管的主要参数

半导体二极管的等效电路 与开关特性 稳压二极管 晶体三极管

三极管的结构与分类

三极管内部载流子的运动规律、电流分配关系和放大作用 三极管的特性曲线 三极管的主要参数 三极管的开关特性 场效应管 结型场效应管 绝缘栅型场效应管 特殊半导体器件 发光二极管

光敏二极管和光敏三极管

02单元 基本放大电路 基本放大电路的工作原理 基本放大电路的组成 直流通路与静态工作点 交流通路与放大原理 放大电路的性能指标

放大电路的图解分析法 放大电路的静态图解分析

放大电路的动态图解分析

输出电压的最大幅度与非线性失真分析 微变等效电路分析法 晶体管的h参数 晶体管的微变等效电路 用微变等效电路法分析放大电路 静态工作点的稳定

温度变化对静态工作点的影响 工作点稳定的电路 场效应管放大电路

场效应管放大电路的静态分析 多级放大电路

多级放大电路的级间耦合方式 多级放大电路的分析方法 放大电路的频率特性

单级阻容耦合放大电路的频率特性

多级阻容耦合放大电路的频率特性

03单元 负反馈放大电路 反馈的基本概念和分类 反馈的基本概念和一般表达式 反馈放大电路的类型与判断 负反馈放大电路基本类型举例 电压串联负反馈放大电路 电流并联负反馈放大电路 电流串联负反馈放大电路 电压并联负反馈放大电路 负反馈对放大电路性能的影响 降低放大倍数 提高放大倍数的稳定性

展宽通频带 减小非线性失真 改变输入电阻和输出电阻 负反馈放大电路的分析方法 深度负反馈放大电路的近似计算

*方框图法分析负反馈放大电路

04单元 功率放大器 功率放大电路的基本知识 概述

甲类单管功率放大电路 互补对称功率放大电路 OCL类互补放大电路 OTL甲乙类互补对称电路 复合互补对称电路

变压器耦合推挽功率放大电路 05单元 直接耦合放大电路

概述

直接耦合放大电路中的零点漂移 基本差动放大电路的分析 基本差动放大电路

基本差动放大电路抑制零点漂移的原理 基本差动放大电路的静态分析 基本差动放大电路的动态分析

差动放大电路的改进

06单元 集成运算放大器 集成电路基础知识 集成电路的特点 集成电路恒流源 有源负载的基本概念 集成运放的典型电路及参数 典型集成运放F007电路简介 集成运放的主要技术参数

集成运放的应用 概 述

运放的基本连接方式

集成运放在信号运算方面的应用

集成运放在使用中应注意的问题

07单元 直流电源 整流电路 半波整流电路 全波整流电路 桥式整流电路 倍压整流电路 滤波电路 电容滤波电路 电感滤波电路 复式滤波电路 有源滤波电路 稳压电路

并联型硅稳压管稳压电路 串联型稳压电路的稳压原理 带有放大环节的串联型稳压电路 稳压电源的质量指标

提高稳压电源性能的措施

08单元 正弦波振荡电路 自激振荡原理 自激振荡的条件

自激振荡的建立和振幅的稳定 正弦波振荡电路的组成 LC正弦波振荡电路 变压器反馈式振荡电路 三点式LC振荡电路

三点式LC振荡电路的构成原则 电感三点式振荡电路

电容三点式振荡电路

克拉泼与席勒振荡电路（改进型电容三点式振荡电路） 石英晶体振荡器

石英晶体的基本特性和等效电路 石英晶振：并联型晶体振荡电路 石英晶振：串联型晶体振荡电路 RC振荡电路 RC相移振荡电路 文氏电桥振荡电路

09单元 调制、解调和变频

调制方式 调幅 调幅原理 调幅波的频谱 调幅波的功率 调幅电路 检 波

小信号平方律检波 大信号直线性检波 调 频 调频的特点 调频波的表达式

调频电路：变容二极管调频电路 调频与调幅的比较 鉴 频

对称式比例鉴频电路 不对称式比例鉴频电路 变 频 变频原理 变频电路

10单元 无线广播与接受

无线电广播与接收 无线电波的传播 超外差收音机 超外差收音机方框图 超外差收音机性能指标 LC谐振回路 LC串联谐振回路 LC并联谐振回路 输入回路 统 调 中频放大电路 自动增益电路 整机电路分析 半导体导电特性 导体、绝缘体和半导体 自然界的各种物质就其导电性能来说、可以分为导体、绝缘体和半导体三大类。 导体具有良好的导电特性，常温下，其内部存在着大量的自由电子，它们在外电场的作用下做定向运动形成较大的电流。因而导体的电阻率很小，只有金属一般为导体，如铜、铝、银等。 绝缘体几乎不导电，如橡胶、陶瓷、塑料等。在这类材料中，几乎没有自由电子，即使受外电场作用也不会形成电流，所以，绝缘体的电阻率很大，在以上。 半导体的导电能力介于导体和绝缘体之间，如硅、锗、硒等，它们的电阻率通常在之间。半导体之所以得到广泛应用，是因为它的导电能力受掺杂、温度和光照的影响十分显著。如纯净的半导体单晶硅在室温下电阻率约为比例掺入少量杂质（如磷）后，其电阻率急剧下降为体具有这种性能的根本原因在于半导体原子结构的特殊性。 ，若按百万分之一的，几乎降低了一百万倍。半导

本征半导体的导电特性 常用的半导体材料是单晶硅（Si）和单晶锗（Ge）。所谓单晶，是指整块晶体中的原子按一定规则整齐地排列着的晶体。非常纯净的单晶半导体称为本征半导体。 一、本征半导体的原子结构 半导体锗和硅都是四价元素，其原子结构示意图如图Z0102所示。它们的最外层都有4个电子，带4个单位负电荷。通常把原子核和内层电子看作一个整体，称为惯性核，如图Z0101所示。 惯性核带有4个单位正电荷，最外层有4个价电子带有4个单位负电荷，因此，整个原子为电中性。 二、本征激发 一般来说，共价键中的价电子不完全象绝缘体中价电子所受束缚那样强，如果能从外界获得一定的能量（如光照、升温、电磁场激发等），一些价电子就可能挣脱共价键的束缚而成为自由电子。 理论和实验表明：在常温（T＝300K）下，硅共价键中的价电子只要获得大于电离能EG（= 1.1eV）的能量便可激发成为自由电子。本征锗的电离能更小，只有0.72 eV。 当共价键中的一个价电子受激发挣脱原子核的束缚成为自由电子的同时，在共价键中便留下了一个空位子，称为\"空穴\"。当空穴出现时，相邻原子的价电子比较容易离开它所在的共价键而填补到这个空穴中来使该价电子原来所在共价键中出现一个新的空穴，这个空穴又可能被相邻原子的价电子填补，再出现新的空穴。价电子填补空穴的这种运动无论在形式上还是效果上都相当于带正电荷的空穴在运动，且运动方向与价电子运动方向相反。为了区别于自由电子的运动，把这种运动称为空穴运动，并把空穴看成是一种带正点荷的载流子。 电子一空穴对 本征激发 复合：当自由电子在运动过程中遇到空穴时可能会填充进去从而恢复 一个共价键，与此同时消失一个\"电子一空穴\"对，这一相反过程称为复合。 动态平衡：在一定温度条件下，产生的\"电子一空穴对\"和复合的\"电子一空穴对\"数量相等时，形成相对平衡，这种相对平衡属于动态平衡，达到动态平衡时\"电子一空穴对\"维持一定的数目。 可见，在半导体中存在着自由电子和空穴两种载流子，而金属导体中只有自由电子一种载流子，这也是半导体与导体导电方式的不同之处。 杂质半导体的导电特性 本征半导体的导电能力很弱，热稳定性也很差，因此，不宜直接用它制造半导体器件。半导体器件多数是用含有一定数量的某种杂质的半导成。根据掺入杂质性质的不同，杂质半导体分为N型半导体和P型半导体两种。 一、N型半导体 在本征半导体硅（或锗）中掺入微量的5价元素，例如磷，则磷原子就取代了硅晶体中少量的硅原子，占据晶格上的某些位置。如图Z0103所示。 由图可见，磷原子最外层有5个价电子，其中4个价电子分别与邻近4个硅原子形成共价键结构，多余的1个价电子在共价键之外，只受到磷原子对它微弱的束缚，因此在室温下，即可获得挣脱束缚所需要的能量而成为自由电子，游离于晶格之间。失去电子的磷原子则成为不能移动的正离子。磷原子由于可以释放1个电子而被称为施主原子，又称施主杂质。 在本征半导体中每掺入1个磷原子就可产生1个自由电子，而本征激发产生的空穴的数目不变。这样，在掺入磷的半导体中，自由电子的数目就远远超过了空穴数目，成为多数载流子（简称多子），空穴则为少数载流子（简称少子）。显然，参与导电的主要是电子，故这种半导体称为电子型半导体，简称N型半导体。 二、P型半导体 在本征半导体硅（或锗）中，若掺入微量的3价元素，如硼，这时硼原子就取代了晶体中的少量硅原子，占据晶格上的某些位置，如图Z0104所示。由图可知，硼原子的3个价电子分别与其邻近的3个硅原子中的3个价电子组成完整的共价键，而与其相邻的另1个硅原子的共价键中则缺少1个电子，出现了1个空穴。这个空穴被附近硅原子中的价电子来填充后，使3价的硼原子获得了1个电子而变成负离子。同时，邻近共价键上出现1个空穴。由于硼原子起着接受电子的作用，故称为受主原子，又称受主杂质。 在本征半导体中每掺入1个硼原子就可以提供1个空穴，当掺入一定数量的硼原子时，就可以使半导体中空穴的数目远大于本征激发电子的数目，成为多数载流于，而电子则成为少数载流子。显然，参与导电的主要是空穴，故这种半导体称为空穴型半导体，简称P型半导体。 PN结 下了一层不能移动的施主正离子；同样，散，与N区界面附近的电子复合而消失，动的受主负离子。扩散的结果，使交界面子组成的空间电荷区，因而形成了一个由场。随着扩散的进行，空间电荷区加宽，是阻碍多子扩散，促使少子漂移，所以，平衡时，将形成稳定的空间电荷区，称为流子，所以又称PN结为耗尽层或高阻区。 二、PN结的单向导电性 PN结在未加外加电压时，扩散运动与漂移运动处于动态平衡，通过PN结的电流为零。当电源正极接P区，负极接N区时，称为给pN结加正向电压或正向偏置，如图Z0106所示。由于PN结是高阻区，而P区和N区的电阻很小，所以正向电压几乎全部加在PN结两端。在PN结上产生一个外电场，其方向与内电场相反，在它的推动下，N区的电子要向左边扩散，并与原来空间电荷区的正离子中和，使空间电荷区变窄。同样，P区的空穴也要向右边扩散，并与原来空间电荷区的负离子中和，使空间电荷区变窄。结果使内电场减弱，破坏了PN结原有的动态平衡。于是扩散运动超过了漂移运动，扩散又继续进行。与此同时，电源不断向P区补充正电荷，向N区补充负电荷，结果在电路中形成了较大的正向电流IF。而且IF 随着正向电压的增大而增大。 当电源正极接N区、负极接P区时，称为给PN结加反向电压或反向偏置。反向电压产生的外加电场的方向与内电场的方向相同，使PN结内电场加强，它把P区的多子（空穴）和N区的多子（自由电子）从PN结附近拉走，使PN结进一步加宽， PN结的电阻增大，打破了PN结原来的平衡，在电场作用下的漂移运动大于扩散运动。这时通过PN结的电流，主要是少子形成的漂移电流，称为反向电流 IR。由于在常温下，少数载流子的数量不多，故反向电流很小，而且当外加电压在一定范围内变化时，它几乎不随外加电压的变化而变化，因此反向电流又称为反向饱和电流。当反向电流可以忽略时，就可认为PN结处于截止状态。值得注意的是，由于本征激发随温度的升高而加剧，导致电子一空穴对增多，因而反向电流将随温度的升高而成倍增长。反向电流是造成电路噪声的主，要原因之一，因此，在设计电路时，必须考虑温度补偿问题。 综上所述，PN结正偏时，正向电流较大，相当于PN结导通，反偏时，反向电流很小，相当于PN结截止。这就是PN结的单向导电性。 三、PN结的击穿特性 当PN结上加的反向电压增大到一定数值时，反向电流突然剧增，这种现象称为PN结的反向击穿。PN结出现击穿时的反向电压称为反向击穿电压，用VB表示。反向击穿可分为雪崩击穿和齐纳击穿两类。 1．雪崩击穿 当反向电压较高时，结内电场很强，使得在结内作漂移运动的少数载流子获得很大的动能。当它与结内原子发生直接碰撞时，将原子电离，产生新的\"电子一空穴对\"。这些新的\"电子一空穴对\"，又被强电场加速再去碰撞其它原子，产生更多的\"电子一空穴对\"。如此链锁反应，使结内载流子数目剧增，并在反向电压作用下作漂移运动，形成很大的反向电流。这种击穿称为雪崩击穿。显然雪崩击穿的物理本质是碰撞电离。 2．齐纳击穿 齐纳击穿通常发生在掺杂浓度很高的PN结内。由于掺杂浓度很高，PN结很窄，这样即使施加较小 一、PN结的形成 在一块完整的硅片上，用不同的掺杂工艺使其一边形成N型半导体，另一边形成P型半导体，那么在两种半导体交界面附近就形成了PN结，如图Z0105所示。由于P区的多数载流子是空穴，少数载流子是电子；N区多数载流于是电子，少数载流子是空穴，这就使交界面两侧明显地存在着两种载流子的浓度差。因此，N区的电子必然越过界面向P区扩散，并与P区界面附近的空穴复合而消失，在N区的一侧留P区的空穴也越过界面向N区扩在P区的一侧，留下一层不能移两侧出现了由不能移动的带电离N区指向P区的电场，称为内电内电场增强，由于内电场的作用当扩散运动与漂移运动达到动态PN结。由于空间电荷区内缺少载的反向电压（5V以下），结层中的电场却很强（可达左右）。在强电场作用下，会强行促使PN结内原子的价电子从共价键中拉出来，形成\"电子一空穴对\"，从而产生大量的载流子。它们在反向电压的作用下，形成很大的反向电流，出现了击穿。显然，齐纳击穿的物理本质是场致电离。 采取适当的掺杂工艺，将硅PN结的雪崩击穿电压可控制在8～1000V。而齐纳击穿电压低于5V。在5～8V之间两种击穿可能同时发生。 晶体二极管 二极管的结构与伏安特性 晶体二极管也称半导体二极管，它是在PN结上加接触电极、引线和管壳封装而成的。按其结构，通常有点接触型和面结型两类。常用符号如图Z0107中V、VD（本资料用D）来表示。

点接触型适用于工作电流小、工作频率高的场合；（如图Z0108） 面结合型适用于工作电流较大、工作频率较低的场合；（如图Z0109） 平面型适用于工作电流大、功率大、工作频率低的场合。（如图Z0110） 按使用的半导体材料分，有硅二极管和锗二极管；按用途分，有普通二极管、整流二极管、检波二极管、混频二极管、稳压二极管、开关二极管、光敏二极管、变容二极管、光电二极管等。 二极管是由一个PN结构成的，它的主要特性就是单向导电性，通常主要用它的伏安特性来表示。 二极管的伏安特性是指流过二极管的电流iD与加于二极管两端的电压uD之间的关系或曲线。用逐点测量的方法测绘出来或用晶体管图示仪显示出来的U～I曲线，称二极管的伏安特性曲线。图Z0111 是二极管的伏安特性曲线示意图，依此为例说明其特性。 一、正向特性 由图可以看出，当所加的正向电压为零时，电流为零；当正向电压较小时，由于外电场远不足以克服PN结内电场对多数载流子扩散运动所造成的阻力，故正向电流很小（几乎为零），二极管呈现出较大的电阻。这段曲线称为死区。 当正向电压升高到一定值Uγ（Uth ）以后内电场被显著减弱，正向电流才有明显增加。Uγ 被称为门限电压或阀电压。Uγ视二极管材料和温度的不同而不同，常温下，硅管一般为0.5V左右，锗管为0.1V左右。在实际应用中，常把正向特性较直部分延长交于横轴的一点，定为门限电压Uγ的值，如图中虚线与U轴的交点。 当正向电压大于Uγ以后，正向电流随正向电压几乎线性增长。把正向电流随正向电压线性增长时所对应的正向电压，称为二极管的导通电压，用UF来表示。通常，硅管的导通电压约为0.6～0.8V （一般取为0.7V），锗管的导通电压约为0.1～0.3V （一般取为0.2V）。 二、反向特性 当二极管两端外加反向电压时，PN结内电场进一步增强，使扩散更难进行。这时只有少数载流子在反向电压作用下的漂移运动形成微弱的反向电流IR。反向电流很小，且几乎不随反向电压的增大而增大（在一定的范围内），如图Z0111中所示。但反向电流是温度的函数，将随温度的变化而变化。常温下，小功率硅管的反向电流在nA数量级，锗管的反向电流在μA数量级。 三、反向击穿特性 当反向电压增大到一定数值UBR时，反向电流剧增，这种现象称为二极管的击穿，UBR（或用VB表示）称为击穿电压，UBR视不同二极管而定，普通二极管一般在几十伏以上且硅管较锗管为高。 击穿特性的特点是，虽然反向电流剧增，但二极管的端电压却变化很小，这一特点成为制作稳压二极管的依据。 四、二极管伏安特性的数学表达式 由理论分析可知，二极管的伏安特性可近似用下面的数学表达式来表示： 式中，iD为流过二极管的电流，uD。为加在二极管两端的电压，VT称为温度的电压当量，与热力学温度成正比，表示为 VT = kT／q其中T为热力学温度，单位是K；q是电子的电荷量，；k为玻耳兹曼常数，室温下，可求得VT = 26mV。IR（sat）是二极管的反向饱和电流。 五、温度对二极管伏安特性的影响 二极管是温度的敏感器件，温度的变化对其伏安特性的影响主要表现为：随着温度的升高，其正向特性曲线左移，即正向压降减小；反向特性曲线下移，即反向电流增大。一般在室温附近，温度每升高1°C，其正向压降减小2～2.5mV；温度每升高10°C：，反向电流大约增大1倍左右。 综上所述，二极管的伏安特性具有以下特点： ① 二极管具有单向导电性； ② 二极管的伏安特性具有非线性； ③ 二极管的伏安特性与温度有关。 半导体二极管的主要参数 描述二极管特性的物理量称为二极管的参数，它是反映二极管电性能的质量指标，是合理选择和使用二极管的主要依据。在半导体器件手册或生产厂家的产品目录中，对各种型号的二极管均用表格列出其参数。二极管的主要参数有以下几种： 1．最大平均整流电流IF（AV） IF（AV），否则，可能导致结温过高而 IF（AV）是指二极管长期工作时，允许通过的最大正向平均电流。它与PN结的面积、材料及散热条件有关。实际应用时，工作电流应小于烧毁PN结。 2．最高反向工作电压到击穿电压VRM VRM是指二极管反向运用时，所允许加的最大反向电压。实际应用时，当反向电压增加VBR 时，二极管可能被击穿损坏，因而，VRM通常取为（1/2 ～ 2/3）VBR 。 3．反向电流IR IR是指二极管未被反向击穿时的反向电流。理论上IR =IR（sat），但考虑表面漏电等因素，实际上IR 稍大一些。IR 愈小，表明二极管的单向导电性能愈好。另外，IR 与温度密切相关，使用时应注意。 4．最高工作频率fM fM是指二极管正常工作时，允许通过交流信号的最高频率。实际应用时，不要超过此值，否则二极管的单向导电性将显著退化。fM的大小主要由二极管的电容效应来决定。 5．二极管的电阻 就二极管在电路中电流与电压的关系而言，可以把它看成一个等效电阻，且有直流电阻与交流电阻之别。 （1）直流等效电阻RD 直流电阻定义为加在二极管两端的直流电压UD与流过二极管的直流电流ID 之比，即 RD的大小与二极管的工作点有关。通常用万用表测出来的二极管电阻即直流电阻。不过应注意的是，使用不同的欧姆档测出来的直流等效电阻不同。其原因是二极管工作点的位置不同。一般二极管的正向直流电阻在几十欧姆到几千欧姆之间，反向直流电阻在几十千欧姆到几百千欧姆之间。正反向直流电阻差距越大，二极管的单向导电性能越好。 （2）交流等效电阻rd rd亦随工作点而变化，是非线性电阻。通常，二极管的交流正向电阻在 几～几十欧姆之间。 需要指出的是，由于制造工艺的，即使是同类型号的二极管，其参数的分散性很大。通常半导体手册上给出的参数都是在一定测试条件下测出的，使用时应注意条件。 半导体二极管的型号命名 二极管的型号命名通常根据国家标准GB-249-74规定，由五部分组成。第一部分用数字表示器件电极的数目；第二部分用汉语拼音字母表示器件材料和极性；第三部分用汉语拼音字母表示器件的类型；第四部分用数字表示器件序号；第五部分用汉语拼音字母表示规格号。如表Z101所示。 半导体二极管的等效电路与开关特性 一、二极管的电容效应 二极管具有电容效应。它的电容包括势垒电容CB和扩散电容CD。 1．势垒电容CB（Cr） 前面已经讲过，PN结内缺少导电的载流子，其电导率很低，相当于介质；而PN结两侧的P区、N区的电导率高，相当于金属导体。从这一结构来看，PN结等效于一个电容器。 事实上，当PN结两端加正向电压时，PN结变窄，结中空间电荷量减少，相当于电容\"放电\"，当PN结两端加反向电压时，PN结变宽，结中空间电荷量增多，相当于电容\"充电\"。这种现象可以用一个电容来模拟，称为势垒电容。势垒电容与普通电容不同之处，在于它的电容量并非常数，而是与外加电压有关。当外加反向电压增大时，势垒电容减小；反向电压减小时，势垒电容增大。目前广泛应用的变容二极管，就是利用PN结电容随外加电压变化的特性制成的。 2．扩散电容CD PN结正向偏置时，N区的电子向P区扩散，在P区形成一定的非平衡载流子的浓度分布，即靠近PN结一侧浓度高，远离PN结的一侧浓度低。显然，在P区积累了电子，即存贮了一定数量的负电荷；同样，在N区也积累了空穴，即存贮了一定数即正电荷。当正向电压加大时，扩散增强，这时由N区扩散到P区的电子数和由P区扩散到N区的空穴数将增多，致使在两个区域内形成了电荷堆积，相当于电容器的充电。相反，当正向电压减小时，扩散减弱，即由N区扩散到P区的电子数和由P区扩散到N区的空穴数减少，造成两个区域内电荷的减少，、这相当于电容器放电。因此，可以用一个电容来模拟，称为扩散电容。 总之，二极管呈现出两种电容，它的总电容Cj相当于两者的并联，即Cj＝CB + CD。二极管正向偏置时，扩散电容远大于势垒电容 Cj≈CD ；而反向偏置时，扩散电容可以忽略，势垒电容起主要作用，Cj≈CB 。 二、二极管的等效电路 二极管是一个非线性器件，对于非线性电路的分析与计算是比较复杂的。为了使电路的分析简化，可以用线性元件组成的电路来模拟二极管。使线性电路的电压、电路关系和二极管外特性近似一致，那么这个线性电路就称为二极管的等效电路。显然等效电路是在一定条件下的近似。 二极管应用于直流电路时，常用一个理想二极管模型来等效，可把它看成一个理想开关。正偏时，相当于\"开关\"闭合（ON），电阻为零，压降为零；反偏时，相当于\"开关\"断开（OFF），电阻为无限大，电流为零。由于理想二极管模型突出表现了二极管最基本的特性--单向导电性，所以广泛应用于直流电路及开关电路中。 在直流电路中如果考虑到二极管的电阻和门限电压的影响。实际二极管可用图Z0112所示的电路来等效。 在二极管两端加直流偏置电压和工作在交流小信号的条件下，可以用简化的电路来等效。图中rs为二极管P区和N区的体电阻。 三、二极管的开关特性 二极管正偏时导通，相当于开关的接通；反偏时截止相当于开关的断开，表明二极管具有开关特性。不过一个理想的开关，在接通时开关本身电阻为零，压降为零，而断开时电阻为无穷大，电流为零，而且要求在高速开关时仍具有以上特性，不需要开关时间。但实际二极管作为开关运用，并不是太理想的。因为二极管正向导通时，其正向电阻和正向降压均不为零；反向戳止时，其反向电阻也不是无穷大，反向电流也不为零。并且二极管开、关状态的转换需要一定时间．这就了它的开关速度。因此作开关时，应选用正向电阻RF小、反向电阻RR大、开关时间小的开关二极管。 稳压二极管 硅稳压二极管（简称硅稳压管）实质上是一个硅晶体二极管。稳压二极管的实例和管子的符号如图Z0113所示。 1．二极管的击穿现象 由二极管的伏安特性可知，当加于它两端的反偏电压超过反向击穿电压之后，二极管将发生击穿现象。二极管的击穿通常有三种情况，即雪崩击穿、齐纳击穿和热击穿。 （1）雪崩击穿 对于掺杂浓度较低的PN结，结较厚，当外加反向电压高到一定数值时，因外电场过强，使PN结内少数载流子获得很大的动能而直接与原子碰撞，将原子电离，产生新的电子空穴对，由于链锁反应的结果，使少数载流子数目急剧增多，反向电流雪崩式地迅速增大，这种现象叫雪崩击穿。雪崩击穿通常发生在高反压、低掺杂的情况下。 （2）齐纳击穿 对于采用高掺杂（即杂质浓度很大）形成的PN结，由于结很薄（如0.04μm）即使外加电压并不高（如4V），就可产生很强的电场（如）将结内共价键中的价电子拉出来，产生大量的电子一空穴对，使反向电流剧增，这种现象叫齐纳击穿（因齐纳研究而得名）。齐纳击穿一般发生在低反压、高掺杂的情况下。 （3）热击穿 在使用二极管的过程中，如由于PN结功耗（反向电流与反向电压之积）过大，使结温升高，电流变大，循环反复的结果，超过PN结的允许功耗，使PN结击穿的现象叫热击穿。热击穿后二极管将发生永久性损坏。 对于硅PN结，击穿电压在7V以上的为雪崩击穿；4V以下的为齐纳击穿；在。4～7V之间的两种情况都有。无论哪种击穿，只要控制反向电流的数值不致引起热击穿，当反向电压下降到击穿电压以下，其性能可以恢复到未击穿前的状况。 2. 稳压管的击穿特性 稳压管的正向特性与一般二极管相同，而反向击穿特性很陡峭。 3. 稳压管的主要参数 （1） 稳定电压VZ Vz稳压管反向击穿后其电流为规定值时它两端的电压值。不同型号的稳压管其Vz的范围不同；同种型号的稳压管也常因工艺上的差异而有一定的分散性。所以，Vz一般给出的是范围值，例如2CW11的Vz在3.2～4.5V （测试电流为10mA）。当然，二极管（包括稳压管）的正向导通特性也有稳压作用，但稳定电压只有0.6～0. 8V，且随温度的变化较大，故一般不常用。 （2）稳定电流IZ IZ是指稳压管正常工作时的参考电流。Iz 通常在最小稳定电流IZmin与最大稳定电流IZmax之间。其中IZmin 是指稳压管开始起稳压作用时的最小电流，电流低于此值时，稳压效果差；IZmax是指稳压管稳定工作时的最大允许电流，超过此电流时，只要超过额定功耗，稳压管将发生永久性击穿。故一般要求 IZmin＜ Iz ＜ IZmax 。 （3）动态电阻rZ rZ是指在稳压管正常工作的范围内，电压的微变量与电流的微变量之比。rZ 越小，表明稳压管性能越好。 （4）额定功耗PZ Pz是由管子温升所决定的参数， Pz＝Vz IZmax 。 （5）温度系数α α是指Vz受温度影响的程度。硅稳压管在VZ＜4V时α＜0；在VZ＞7V时，α＞0；在VZ = 4～7V时，α很小 三极管的结构与分类 晶体三极管 晶体三极管又称半导体三极管，简称晶体管或三极管。在三极管内，有两种载流子：电子与空穴，它们同时参与导电，故晶体三极管又称为双极型晶体三极管，简记为BJT（英文Bipo1ar Junction Transistor的缩写）。它的基本功能是具有电流放大作用。 一、结构 图Z0113和图Z0114 给出了NPN和PNP型两类三极管的结构示意图和表示符号。它有两个PN结（分别称为发射结和集电结），三个区（分别称为发射区、基区和集电区），从三个区域引出三个电极（分别称为发射极e、基极b和集电极c）。发射极的箭头方向代表发射结正向导通时的电流的实际流向。 为了保证三极管具有良好的电流放大作用，在制造三极管的工艺过程中，必须作到： ① 使发射区的掺杂浓度最高，以有效地发射载流子； ② 使基区掺杂浓度最小，且区最薄，以有效地传输载流子； ③ 使集电区面积最大，且掺杂浓度小于发射区，以有效地收集载流子。 二、分类 在实际应用中，从不同的角度对三极管可有不同的分类方法。 按材料分，有硅管和锗管； 按结构分，有NPN型管和PNP型管； 按工作频率分，有高频管和低频管； 按制造工艺分，有合金管和平面管； 按功率分，有中、小功率管和大功率管等等。 三极管内部载流子的运动规律、电流分配关系和放大作用 一、三极管的三种连接方式 三极管在电路中的连接方式有三种：①共基极接法；②共发射极接法，③共集电极接法。如图Z0115所示。共什么极是指电路的输入端及输出端以这个极作为公共端。必须注意，无论那种接法，为了使三极管具有正常的电流放大作用，都必须外加大小和极性适当的电压。即必须给发射结加正向偏置电压，发射区才能起到向基区注入载流子的作用；必须给集电结加反向偏置电压（一般几～几十伏），在集电结才能形成较强的电场，才能把发射区注入基区，并扩散到集电结边缘的载流子拉入集电区，使集电区起到收集载流子的作用。 二、三极管内部载流子的运动规律 在发射结正偏、集电结反偏的条件下，三极管内部载流子的运动，可分为3个过程，下面以NPN型三极管为例来讨论（共射极接法）。 1．发射区向基区注入载流子的过程 由于发射结外加正向电压，发射区的电子载流子源源不断地注入基区，基区的多数载流子空穴，也要注入发射区。如图Z0116所示，二者共同形成发射极电流IE。但是，由于基区掺杂浓度比发射区小2～3个数量级，注入发射区的空穴流与注入基区的电子流相比，可略去。 2. 载流子在基区中扩散与复合的过程 由发射区注入基区的电子载流子，其浓度从发射结边缘到集电结边缘是逐渐递减的，即形成了一定的浓度梯度，因而，电子便不断地向集电结方向扩散。由于基区宽度制作得很小，且掺杂浓度也很低，从而大大地减小了复合的机会，使注入基区的95％以上的电子载流子都能到达集电结。故基区中是以扩散电流为主的，且扩散与复合的比例决定了三极管的电流放大能力。 3．集电区收集载流子的过程 集电结外加较大的反向电压，使结内电场很强，基区中扩散到集电结边缘的电子，受强电场的作用，迅速漂移越过集电结而进入集电区，形成集电极电流Inc。另一方面，集电结两边的少数载流子，也要经过集电结漂移，在c，b之间形成所谓反向饱和电流ICBO，不过，ICBO一般很小，因而集电极电流 INC +ICBO ≈ INC GS0105 同时基极电流 IB = IPB +IE -ICBO≈IPB - ICBO GS0106 反向饱和电流ICBO与发射区无关，对放大作用无贡献，但它是温度的函数，是管子工作不稳定的主要因素。制造时，总是尽量设法减小它。 三、三极管的电流分配关系与放大作用 1．电流分配关系 由图Z0116可知，三极管三个电极上的电流组成如下： 发射极电流IE 基极电流IB IE＝INE＋IPE ≈INE GS0107 集电极电流IC IB = IPB + IPE - ICBO ≈IPB - ICBO 由以上诸式可得到 IC=INC +ICBO≈ INC 同时由图Z0116也可看出 INE＝ INC ＋IPB GS0108 IE＝IC＋ IB GS0109 它表明，发射极电流IE按一定比例分配为集电极电流Ic和基极电流 IB 两个部分，因而晶体三极管实质上是一个电流分配器件。对于不同的晶体管，尽管IC与IB的比例是不同的，但上式总是成立的，所以它是三极管各极电流之间的基本关系式。 由图Z0116也可以看出，INC 代表由发射区注入基区进而扩散到集电区的电子流，IPB代表从发射区注入基区被复合后形成的电流。对于一个特定的三极管，这二者的比例关系是确定的，通常将这个比值称为共发射极直流电流放大系数。用表示， 即 如果忽略ICBO，则 该式说明IB对IC有控制作用。 变换一下式GS0110，可写成 令则上式可写成: 此式表明，集电极电流由两部分组成：一部分是 称为穿透电流其意义将在三极管参数中介绍。 综合共射极三极管的电流分配关系，可写为 ，它表示IC与IB的比例关系，另一部分是 三极管的电流分配关系还可以用由发射区传输到集电区的电子流 INC与发射极总发射的电子流IE之间的比例关系来表示。将这二者的比值称为共基极直流电流放大系数，用表示即:由于 IC = INC＋IICBO，且IC ＞＞ICBO，故: 该式说明IE对IC也有控制作用。 由上可得出共基极电流分配关系为 和 都是描述三极管的同一过程，它们之间必然存在着内在联系。由它们各自的表达式知： 即: 一般≤1 （约0.9～0.99）， >>1（约20～200）。 2．三极管的放大作用 图Z0117为共射接法的三极管放大电路。待放大的输入信号ui接在基极回路，负载电阻Rc接在集电极回路，Rc两端的电压变化量uo就是输出电压。由于发射结电压增加了ui（由UBE 变成UBE + uI）引起基极电流增加了ΔIB，集电极电流随之增加了ΔIC ，ΔIC =βΔIB，它在RC形成输出电压uo=ΔICRC=βΔIB RC 。 只要Rc取值较大，便有uo >>?font size=\"+1\">ui ，从而实现了放大。 三极管的特性曲线 三极管外部各极电压和电流的关系曲线，称为三极管的特性曲线，又称伏安特性曲线。它不仅能反映三极管的质量与特性，还能用来定量地估算出三极管的某些参数，是分析和设计三极管电路的重要依据。 对于三极管的不同连接方式，有着不同的特性曲线。应用最广泛的是共发射极电路，其基本测试电路如图Z0118所示，共发射极特性曲线可以用描点法绘出，也可以由晶体管特性图示仪直接显示出来。 一、输入特性曲线 在三极管共射极连接的情况下，当集电极与发射极之间的电压UBE 维持不同的定值时， UBE和IB之间的一簇关系曲线，称为共射极输入特性曲线，如图Z0119所示。输入特性曲线的数学表达式为： IB＝f（UBE）| UBE = 常数 GS0120 由图Z0119 可以看出这簇曲线，有下面几个特点： （1）UBE = 0的一条曲线与二极管的正向特性相似。这是因为UCE = 0时，集电极与发射极短路，相当于两个二极管并联，这样IB与UCE 的关系就成了两个并联二极管的伏安特性。 （2）UCE由零开始逐渐增大时输入特性曲线右移，而且当UCE的数值增至较大时（如UCE＞1V），各曲线几乎重合。这是因为UCE由零逐渐增大时，使集电结宽度逐渐增大，基区宽度相应地减小，使存贮于基区的注入载流子的数量减小，复合减小，因而IB减小。如保持IB为定值，就必须加大UBE ，故使曲线右移。当UCE 较大时（如UCE ＞1V），集电结所加反向电压，已足能把注入基区的非平衡载流子绝大部分都拉向集电极去，以致UCE再增加，IB 也不再明显地减小，这样，就形成了各曲线几乎重合的现象。 （3）和二极管一样，三极管也有一个门限电压Vγ，通常硅管约为0.5～0.6V，锗管约为0.1～0.2V。 二、输出特性曲线 输出特性曲线如图Z0120所示。测试电路如图Z0117。 输出特性曲线的数学表达式为： 由图还可以看出，输出特性曲线可分为三个区域： （1）截止区：指IB=0的那条特性曲线以下的区域。在此区域里，三极管的发射结和集电结都处于反向偏置状态，三极管失去了放大作用，集电极只有微小的穿透电流IcEO。 （2）饱和区：指绿色区域。在此区域内，对应不同IB值的输出特性曲线簇几乎重合在一起。也就是说，UCE较小时，Ic虽然增加，但Ic增加不大，即IB失去了对Ic的控制能力。这种情况，称为三极管的饱和。饱和时，三极管的发射给和集电结都处于正向偏置状态。三极管集电极与发射极间的电压称为集一射饱和压降，用UCES表示。UCES很小，通常中小功率硅管UCES＜0.5V；三极管基极与发射极之间的电压称为基一射饱和压降，以UCES表示，硅管的UCES在0．8V左右。 OA线称为临界饱和线（绿色区域右边缘线），在此曲线上的每一点应有 |UCE| = |UBE|。它是各特性曲线急剧拐弯点的连线。在临界饱和状态下的三极管，其集电极电流称为临界集电极电流，以Ics表示；其基极电流称为临界基极电流，以IBS表示。这时Ics与IBS 的关系仍然成立。 （3）放大区：在截止区以上，介于饱和区与击穿区之间的区域为放大区。在此区域内，特性曲线近似于一簇平行等距的水平线，Ic的变化量与IB的变量基本保持线性关系，即ΔIc=βΔIB，且ΔIc >>ΔIB ，就是说在此区域内，三极管具有电流放大作用。此外集电极电压对集电极电流的控制作用也很弱，当UCE＞1 V后，即使再增加UCE，Ic 几乎不再增加，此时，若IB 不变，则三极管可 以看成是一个恒流源。 在放大区，三极管的发射结处于正向偏置，集电结处于反向偏置状态。 三极管的主要参数 三极管的参数反映了三极管各种性能的指标，是分析三极管电路和选用三极管的依据。 一、电流放大系数 1．共发射极电流放大系数 （1）共发射极直流电流放大系数，它表示三极管在共射极连接时，某工作点处直流电流IC与IB的比值，当忽略ICBO时 量ΔIC与基极电流变化量ΔIB之比，即 （2）共发射极交流电流放大系数β它表示三极管共射极连接、且UCE恒定时，集电极电流变化 管子的β值大小时，放大作用差；β值太大时，工作性能不稳定。因此，一般选用β为30～80的管子。 2．共基极电流放大系数 共基极直流电流放大系数它表示三极管在共基极连接时，某工作点处IC 与 IE的比值。在忽略ICBO的情况下 （2）共基极交流电流放大系数α，它表示三极管作共基极连接时，在UCB 恒定的情况下，IC和IE的变化量之比，即： 通常在ICBO很小时， 二、极间反向电流 1．集-基反向饱和电流ICBO ICBO是指发射极开路，在集电极与基极之间加上一定的反向电压时，所对应的反向电流。它是少子的漂移电流。在一定温度下，ICBO 是一个常量。随着温度的升高ICBO将增大，它是三极管工作与β，与α相差很小，因此，实际使用中经常混用而不加区别。 不稳定的主要因素。在相同环境温度下，硅管的ICBO比锗管的ICBO小得多。 2．穿透电流ICEO ICEO是指基极开路，集电极与发射极之间加一定反向电压时的集电极电流。ICEO与ICBO的关系为： ICEO = ICBO＋ICBO＝（1＋）ICBO GS0125 该电流好象从集电极直通发射极一样，故称为穿透电流。ICEO和ICBO一样，也是衡量三极管热稳定性的重要参数。 三、频率参数 频率参数是反映三极管电流放大能力与工作频率关系的参数，表征三极管的频率适用范围。 1．共射极截止频率fβ 三极管的β值是频率的函数，中频段β=βo几乎与频率无关，但是随着频率的增高，β值下降。当β值下降到中频段βO1／ 2．特征频率fT 当三极管的β值下降到β＝1时所对应的频率，称为特征频率。在fβ～fT的范围内，β值与f几乎成线性关系，f越高，β越小，当工作频率f＞fT，时，三极管便失去了放大能力。 四、极限参数 1．最大允许集电极耗散功率PCM PCM 是指三极管集电结受热而引起晶体管参数的变化不超过所规定的允许值时，集电极耗散的最大功率。当实际功耗Pc大于PCM时，不仅使管子的参数发生变化，甚至还会烧坏管子。PCM可由下式计算： PCM ＝ICUCE GS0126 当已知管子的PCM 时，利用上式可以在输出特性曲线上画出PCM 曲线。 2．最大允许集电极电流ICM 当IC很大时，β值逐渐下降。一般规定在β值下降到额定值的2／3（或1／2）时所对应的集电极电流为ICM当IC＞ICM时，β值已减小到不实用的程度，且有烧毁管子的可能。 3．反向击穿电压BVCEO与BVCEO 倍时，所对应的频率，称为共射极截止频率，用fβ表示。 BVCEO是指基极开路时，集电极与发射极间的反向击穿电压。 BVCBO是指发射极开路时，集电极与基极间的反向击穿电压。一般情况下同一管子的 BVCEO（0.5～0.8）BVCBO 。三极管的反向工作电压应小于击穿电压的（1／2～1／3），以保证管子安全可靠地工作。 三极管的3个极限参数PCM 、ICM、BVCEO和前面讲的临界饱和线 、截止线所包围的区域，便是三极管安全工作的线性放大区。一般作放大用的三极管，均须工作于此区。 三极管的开关特性 在脉冲与数字电路中，三极管作为最基本的开关元件得到了普遍的应用。三极管工作在饱和状态时，其UCES≈0，相当于开关的接通状态；工作在截止状态时，IC≈0，相当于开关的断开状态，因此，三极管可当做开关器件使用。 （这部分内容将在16单元：\"脉冲波形的产生与整形\"中再作详细介绍 。） 结型场效应管 场效应管 场效应管（Fjeld Effect Transistor简称FET ）是利用电场效应来控制半导体中电流的一种半导体器件，故因此而得名。场效应管是一种电压控制器件，只依靠一种载流子参与导电，故又称为单极型晶体管。与双极型晶体三极管相比，它具有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强、功耗小、制造工艺简单和便于集成化等优点。 场效应管有两大类，结型场效应管JFET和绝缘栅型场效应管IGFET，后者性能更为优越，发展迅速，应用广泛。图Z0121 为场效应管的类型及图形、符号。 一、结构与分类 图 Z0122为N沟道结型场效应管结构示意图和它的图形、符号。它是在同一块N型硅片的两侧分别制作掺杂浓度较高的P型区（用P+表示），形成两个对称的PN结，将两个P区的引出线连在一起作为一个电极，称为栅极（g），在N型硅片两端各引出一个电极，分别称为源极（s）和漏极（d）。在形成PN结过程中，由于P+区是重掺杂区，所以N一区侧的空间电荷层宽度远大 二、工作原理 N沟道和P沟道结型场效应管的工作原理完全相同，只是偏置电压的极性和载流子的类型不同而已。下面以N沟道结型场效应管为例来分析其工作原理。电路如图Z0123所示。由于栅源间加反向电压，所以两侧PN结均处于反向偏置，栅源电流几乎为零。漏源之间加正向电压使N型半导体中的多数载流子-电子由源极出发，经过沟道到达漏极形成漏极电流ID。 1．栅源电压UGS对导电沟道的影响（设UDS＝0） 在图Z0123所示电路中，UGS ＜0，两个PN结处于反向偏置，耗尽层有一定宽度，ID=0。若|UGS| 增大，耗尽层变宽，沟道被压缩，截面积减小，沟道电阻增大；若|UGS| 减小，耗尽层变窄，沟道变宽，电阻减小。这表明UGS控制着漏源之间的导电沟道。当UGS负值增加到某一数值VP时，两边耗尽层合拢，整个沟道被耗尽层完全夹断。（VP称为夹断电压）此时，漏源之间的电阻趋于无穷大。管子处于截止状态，ID＝0。 2．漏源电压UGS对漏极电流ID的影响（设UGS＝0） 当UGS＝0时，显然ID＝0；当UDS＞0且尚小对，P+N结因加反向电压，使耗尽层具有一定宽度，但宽度上下不均匀，这是由于漏源之间的导电沟道具有一定电阻，因而漏源电压UDS沿沟道递降，造成漏端电位高于源端电位，使近漏端PN结上的反向偏压大于近源端，因而近漏端耗尽层宽度大于近源端。显然，在UDS较小时，沟道呈现一定电阻，ID随UDS成线性规律变化（如图Z0124曲线OA段）；若UGS再继续增大，耗尽层也随之增宽，导电沟道相应变窄，尤其是近漏端更加明显。由于沟道电阻的增大，ID增长变慢了（如图曲线AB段），当UDS增大到等于|VP|时，沟道在近漏端首先发生耗尽层相碰的现象。这种状态称为预夹断。这时管子并不截止，因为漏源两极间的场强已足够大，完全可以把向漏极漂移的全部电子吸引过去形成漏极饱和电流IDSS （这种情况如曲线B点）：当UDS＞|VP|再增加时，耗尽层从近漏端开始沿沟道加长它的接触部分，形成夹断区 。由于耗尽层的电阻比沟道电阻大得多，所以比|VP|大的那部分电压基本上降在夹断区上，使夹断区形成很强的电场，它完全可以把沟道中向漏极漂移的电子拉向漏极，形成漏极电流。因为未被夹断的沟道上的电压基本保持不变，于是向漏极方向漂移的电子也基本保持不变，管子呈恒流特性（如曲线BC段）。但是，如果再增加UDS达到BUDS时（BUDS称为击穿电压）进入夹断区的电子将被强电场加速而获得很大的动能，这些电子和夹断区内的原子碰撞发生链锁反应，产生大量的新生载流予，使ID急剧增加而出现击穿现象（如曲线CD段）。 由此可见，结型场效应管的漏极电流ID受UGS和UDS的双重控制。这种电压的控制作用，是场效应管具有放大作用的基础。 三、特性曲线 1．输出特性曲线 输出特性曲线是栅源电压UGS取不同定值时，漏极电流ID 随漏源电压UDS 变化的一簇关系曲线，如图Z0124所示。由图可知，各条曲线有共同的变化规律。UGS越负，曲线越向下移动）这是因为对于相同的UDS，UGS越负，耗尽层越宽，导电沟道越窄，ID越小。 由图还可看出，输出特性可分为三个区域即可变电阻区、恒流区和击穿区。\" ◆可变电阻区：预夹断以前的区域。其特点是，当0＜UDS＜|VP|时，ID几乎与UDS呈线性关系增长，UGS愈负，曲线上升斜率愈小。在此区域内，场效应管等效为一个受UGS控制的可变电阻。 ◆恒流区：图中两条虚线之间的部分。其特点是，当UDS＞|VP|时，ID几乎不随UDS变化，保持某一恒定值。ID的大小只受UGS的控制，两者变量之间近乎成线性关系，所以该区域又称线性放大区。 ◆击穿区：右侧虚线以右之区域。此区域内UDS＞BUDS，管子被击穿，ID随UDS的增加而急剧增加。 2．转移特性曲线 当UDS一定时，ID与UGS之间的关系曲线称为转移特性曲线。实验表明，当UDS＞|VP|后，即恒流区内，ID 受UDS影响甚小，所以转移特性通常只画一条。在工程计算中，与恒流区相对应的转移特性可以近似地用下式表示： 式GS0127中VP≤UGS≤0，IDSS是UGS＝0时的漏极饱和电流。 绝缘栅型场效应管 在结型场效应管中，栅极和沟道间的PN结是反向偏置的，所以输入电阻很大。但PN结反偏时总会有一些反向电流存在，这就了输入电阻的进一步提高。如果在栅极与沟道间用一绝缘层隔开，便制成了绝缘栅型场效应管，其输入电阻可提高到。根据绝缘层所用材料之不同，绝缘栅场效应管有多种类型，目前应用最广泛的一种是以二氧化硅（SiO2）为绝缘层的金属一氧化物一半导体（Meial-Oxide-Semiconductor）场效应管，简称MOS场效应管（MOSFET）。它也有N沟道和P沟道两类，每类按结构不同又分为增强型和耗尽型。 一、增强型MOS管 1．结构与符号 图Z0125是N沟道增强型MOS管的结构示意图和符号。它是在一块P型硅衬底上，扩散两个高浓度掺杂的N+区，在两个N+区之间的硅表面上制作一层很薄的二氧化硅（SiO2）绝缘层，然后在SiO2和两个N型区表面上分别引出三个电极，称为源极s、栅极g和漏极d。在其图形符号中，箭头表示漏极电流的实际方向。 2．工作原理 绝缘栅场效应管的导电机理是，利用UGS 控制\"感应电荷\"的多少来改变导电沟道的宽窄，从而控制漏极电流ID。若UGS＝0时，源、漏之间不存在导电沟道的为增强型MOS管，UGS＝0 时，漏、源之间存在导电沟道的为耗尽型MOS管。 图Z0125中衬底为P型半导体，在它的上面是一层SiO2薄膜、在SiO2薄膜上盖一层金属铝，如果在金属铝层和半导体之间加电压UGS，则金属铝与半导体之间产生一个垂直于半导体表面的电场，在这一电场作用下，P型硅表面的多数载流子-空穴受到排斥，使硅片表面产生一层缺乏载流子的薄层。同时在电场作用下，P型半导体中的少数载流子-电子被吸引到半导体的表面，并被空穴所俘获而形成负离子，组成不可移动的空间电荷层（称耗尽层又叫受主离子层）。UGS愈大，电场排斥硅表面层中的空穴愈多，则耗尽层愈宽，且UGS愈大，电场愈强；当UGS 增大到某一栅源电压值VT（叫临界电压或开启电压）时，则电场在排斥半导体表面层的多数载流子-空穴形成耗尽层之后，就会吸引少数载流子-电子，继而在表面层内形成电子的积累，从而使原来为空穴占多数的P型半导体表面形成了N型薄层。由于与P型衬底的导电类型相反，故称为反型层。在反型层下才是负离子组成的耗尽层。这一N型电子层，把原来被PN结高阻层隔开的源区和漏区连接起来，形成导电沟道。 用图Z0126所示电路来分析栅源电压UGS控制导电沟道宽窄，改变漏极电流ID 的关系：当UGS＝0时，因没有电场作用，不能形成导电沟道，这时虽然漏源间外接有ED电源，但由于漏源间被P型衬底所隔开，漏源之间存在两个PN结，因此只能流过很小的反向电流，ID ≈0；当UGS＞0并逐渐增加到VT 时，反型层开始形成，漏源之间被N沟道连成一体。这时在正的漏源电压UDS作用下；N沟道内的多子（电子）产生漂移运动，从源极流向漏极，形成漏极电流ID。显然，UGS愈高，电场愈强，表面感应出的电子愈多，N型沟道愈宽沟道电阻愈小，ID愈大。 3．输出特性曲线 N沟道增强型MOS管输出特性曲线如图Z0127所示，它是UGS为不同定值时，ID 与UDS之间关系的一簇曲线。由图可见，各条曲线变化规律基本相同。现以UGS＝5V一条曲线为例来进行分析。设UGS ＞VT，导电沟道已形成。当UDS= 0时，沟道里没有电子的定向运动，ID=0；当UDS＞0且较小时，沟道基本保持原状，表现出一定电阻，ID随UDS线性增大 ；当UDS较大时，由于电阻沿沟道递增，使UDS沿沟道的电位从漏端到源端递降，所以沿沟道的各点上，栅极与沟道间的电位差沿沟道从d至s极递增，导致垂直于P型硅表面的电场强度从d至s极也递增，从而形成沟道宽度不均匀，漏端最窄，源端最宽如图Z0126所示。随着UDS的增加，漏端沟道变得更窄，电阻相应变大，ID上升变慢 ；当UDS继续增大到UDS =UGS - VT时，近漏端的沟道开始消失，漏端一点处被夹断；如果UDS再增加，将出现夹断区。这时，UDS增加的部分基本上降在夹断区上，使夹断部分的耗尽层变得更厚，而未夹断的导电沟道不再有多大变化，所以ID将维持刚出现夹断时的数值，趋于饱和，管子呈现恒流特性。 对于不同的UGS值，沟道深浅也不同，UGS愈大，沟道愈深。在恒流区，对于相同的UDS 值，UGS大的ID 也较大，表现为输出特性曲线上移。 二、耗尽型MOS管 N沟道耗尽型MOS管和N沟道增强型MOS管的结构基本相同。差别在于耗尽型MOS管的SiO2绝缘层中掺有大量的正离子，故在UGS= 0时，就在两个N十区之间的P型表面层中感应出大量的电子来，形成一定宽度的导电沟道。这时，只要UDS＞0就会产生ID。 对于N沟道耗尽型MOS管，无论UGS为正或负，都能控制ID的大小，并且不出现栅流。这是耗尽型MOS管区别于增强型MOS管的主要特点。 对于P沟道场效应管，其工作原理，特性曲线和N沟道相类似。仅仅电源极性和电流方向不同而已。 发光二极管 发光二极管是一种直接能把电能转变为光能的半导体器件。与其它发光器件相比，具有体积小、功耗低、发光均匀、稳定、响应速度快、寿命长和可靠性高等优点，被广泛应用于各种电子仪器、音响设备、计算机等作电流指示、音频指示和信息状态显示等。 一、发光原理 发光二极管的管芯结构与普通二极管相似，由一个PN结构成。当在发光二极管PN结上加正向电压时，空间电荷层变窄，载流子扩散运动大于漂移运动，致使P区的空穴注入N区，N区的电子注入P区。当电子和空穴复合时会释放出能量并以发光的形式表现出来。 二、种类和符号 发光二极管的种类很多，按发光材料来区分有磷化镓（GaP）发光二极管、磷砷化镓（GaAsP）发光二极管、砷铝镓（GaAIAs）发光二极管等；按发光颜色来分有发红光、黄光、绿光以及眼睛看不见的红外发光二极管等；若按功率来区别可分为小功率（HG 400系列）、中功率（HG50系列）和大功率（HG52系列）发光二极管：另外还有多色、变色发光二极管等等。 发光二极管及在电路中的符号，如图Z0128所示。 小功率的发光二极管正常工作电流在10 ～ 30mA范围内。通常正向压降值在1.5 ～ 3V范围内。发光二极管的反向耐压一般在6V左右。 发光二极管的伏安特性与整流二极管相似。为了避免由于电源波动引起正向电流值超过最大允许工作电流而导致管子烧坏，通常应串联一个限流电阻来流过二极管的电流。由于发光二极管最大允许工作电流随环境温度的升高而降低，因此，发光二极管不宜在高温环境中使用。 发光二极管的反向耐压（即反向击穿电压）值比普通二极管的小，所以使用时，为了防止击穿造成发光二极管不发光，在电路中要加接二极管来保护。 光敏二极管和光敏三极管 光敏二极管和光敏三极管是光电转换半导体器件，与光敏电阻器相比具有灵敏度高、高频性能好，可靠性好、体积小、使用方便等优。 一、光敏二极管 1．结构特点与符号 光敏二极管和普通二极管相比虽然都属于单向导电的非线性半导体器件，但在结构上有其特殊的地方。 光敏二极管在电路中的符号如图Z0129 所示。光敏二极管使用时要反向接入电路中，即正极接电源负极，负极接电源正极。 2．光电转换原理 根据PN结反向特性可知，在一定反向电压范围内，反向电流很小且处于饱和状态。此时，如果无光照射PN结，则因本征激发产生的电子-空穴对数量有限，反向饱和电流保持不变，在光敏二极管中称为暗电流。当有光照射PN结时，结内将产生附加的大量电子空穴对（称之为光生载流子），使流过PN结的电流随着光照强度的增加而剧增，此时的反向电流称为光电流。不同波长的光（兰光、红光、红外光）在光敏二极管的不同区域被吸收形成光电流。被表面P型扩散层所吸收的主要是波长较短的兰光，在这一区域，因光照产生的光生载流子（电子），一旦漂移到耗尽层界面，就会在结电场作用下，被拉向N区，形成部分光电流；彼长较长的红光，将透过P型层在耗尽层激发出电子一空穴对，这些新生的电子和空穴载流子也会在结电场作用下，分别到达N区和P区，形成光电流。波长更长的红外光，将透过P型层和耗尽层，直接被N区吸收。在N区内因光照产生的光生载流子（空穴）一旦漂移到耗尽区界面，就会在结电场作用下被拉向P区，形成光电流。因此，光照射时，流过PN结的光电流应是三部分光电流之和。 二、光敏三极管 光敏三极管和普通三极管的结构相类似。不同之处是光敏三极管必须有一个对光敏感的PN结作为感光面，一般用集电结作为受光结，因此，光敏二极管实质上是一种相当于在基极和集电极之间接有光敏二极管的普通二极管。其结构 及符号如图Z0130所示。 当人射光子在基区及集电区被吸收而产生电子一空穴对时，便形成光生电压。由此产生的光生电流由基极进入发射极，从而在集电极回路中得到一个放大了β倍的信号电流。因此，光敏三极管是一种相当干将基极、集电极光敏二极管的电流加以放大的普通晶体管放大。 基本放大电路的组成 利用放大器件工作在放大区时所具有的电流（或电压）控制特性，可以实现放大作用，因此，放大器件是放大电路中必不可少的器； 为了保证器件工作在放大区，必须通过直流电源给器件提供适当的偏置电压或电流，这就需要有提供偏置的电路和电源； 为了确保信号能有效地输入和输出，还必须设置合理的输入电路和输出电路。 可见，放大电路应由放大器件、直流电源和偏置电路、输入电路和输出电路几部分组成。 图Z0201 共发射极放大电路的三种画法. 图中NPN型晶体管T是整个电路的核心，它担负着放大的任务； 直流电源EC（几V～几十V），一方面通过Rb给晶体管的发射结提供正向偏压，通过RC给集电结提供反向偏压，另一方面提供负载所需信号的能量； Rb决定基极偏置电流IB的大小，称为基极偏置电阻（一般为几十kΩ～几百kΩ）。 Rc将集电极电流的变化转换为电压的变化，提供给负载，称为集电极负载电阻（一般为几kΩ～几十kΩ）； 电容C1、C2的作用是隔断放大电路与信号源、放大电路与负载之间的直流通路，仅让交流信号流通过，即隔直通交。C1称为输入耦合电容，C2称为输出耦合电容。 C1、Rb、EC及T的b、e极构成信号的输入电路； C2、Rc、EC及T的c、e极构成信号的输出电路。 Rb、EC构成晶体管的偏置电路。晶体管的发射极是输入回路和输出回路的公共端，所以称这种电路为共发射极放大电路。与晶体管的3个电极相对应，还可构成共基极放大电路和共集电极放大电路。 在分析放大电路时，常以公共端作为电路的零电位参考点，称之为\"地\"端（并非真正接到大地）。电路图上用\"┻\"作标记，电路中各点的电压都是指该点对地端的电位差。电压参考正方向规定为上\"+\"下\"－\"电流参考正方向规定为流入电路为正，流出电路为负（与双口网络规定相同）。画电路图时常采用图Z0201中电子电路的画法。 综上所述，基本放大电路有4个组成部分、3种基本电路形式（或称为组态），在构成具体放大电路时，无论那一种组态，都应遵从下列原则： （1）必须保证放大器件工作在放大区，以实现电流或电压控制作用； （2）元件的安排应保证信号能有效地传输，即有uI时，应有uo输出； （3）元件参数的选择应保证输入信号能得到不失真地放大，否则，放大将失去意义。 以上3条原则也是判断一个电路是否具有放大作用的依据。 直流通路与静态工作点

无信号输入（us＝0）时，放大电路的工作状态称为静态。静态时，电路中各处的电压、电流均为直流量。由于电路中的电容、电感等电抗元件对直流没有影响，因此，对直流而言，放大电路中的电容可视为开路（电感可视为短路），据此所得到的等效电路称为放大电路的直流通路，如图Z0202所示。

静态时，晶体管各极的直流电流、电压分别用 IB、UBE、IC、UCE表示。由于这组数值分别与晶体管输入、输出特性曲线上一点的坐标值相

对应，故常称这组数值为静态工作点，用Q表示。显然，静态工作点是由直流通路决定的。静态工作点常用如下近似计算法进行估算： IBRb +UBE = EC ICRC +UcE = EC

在上常工作情况下，对应不同的IB 值，UBE 的变化很小，作为近似估算，可以认为UBE不变，对硅管近似地取UBE ≈0.7V，对锗管近似地取UBE ≈0.3V。通常EC》UBE ，因而由上两式可得：

由于电子电路中电流一般比较小，在计算过程中，电流IB的单位常取μA电流IC的单位常取mA，电阻的单位为kΩ，电压的单位仍是V。放大电路既然是放大交流信号的，为什么还要设置静态工作点呢？这主要是由于晶体管等放大器件是非线性器件所致。如晶体管的发射结是单向导电的，而且存在着一定的门限电压，在门限电压附近，输入特性曲线具有严重的非线性，如图 。若不设偏置，直接输入正弦波电压uI，由图可见，不仅要求uI 要有一定幅度，而且Ib已出现了严重的非线性失真，根本达不到不失真放大的目的。

要减小这种失真，就要设置一定的直流偏置电压UBE ，使交流信号uI迭加在UBE 之上，从而使加到发射结两端的电压uBE =UBE + uI，基极电流 IB= IB + Ib ，成为只有大小变化、而没有极性变化的脉动直流，如图Z0203所示，这就保证了在uI 的整个周期内，晶体管始终工作在线性区域。因此，只有合理地设置静态工作点，才能不失真地放大信号。

交流通路与放大原理 有信号输入时，放大电路的工作状态称为动态。 动态时，电路中既有代表信号的交流分量，又有代表静态偏置的直流分量。是交、直流共存状态，尽管电路中既有交流分量，又有直流分量。由于电路中含有电抗性元件，因此，交流通路与直流通路是不相同的。 对交流信号而言，耦合电容C1、C2因其容抗较小，可视为短路，电源EC因其内阻很小，亦可视为短路。据此原则即可画出基本放大电路的交流等效电路，称为交流通路。基本放大电路（固定偏置电路）的交流通路如图Z0204所示。图中RL为外接负载。 当输入信号ui加到放大电路输入端时，电路就由静态转入放大信号的动态。即当ui输入后，通过C1耦合使晶体管发射结上的电压发生了变化：由UBE变为UBE +ui；于是晶体管基极电流发生变化：IB→IB + ib；其变化量 ib通过晶体管的电流控制作用使 iC发生变化，即 iC →IC + βib集电极电流通过电阻RC，在上的电压也就发生变化： iCRC→ICRC+ iCRC；从而使uCE→UCE + uce通过隔直耦合电容C2将直流成份UCE隔断，只把变化量传到输出端，使得到输出电压uo按ui的变化规律变化，但uo比ui大许多倍，这就相当干将ui\"放大\"了。动态时，电路中各处电压、电流的波形如图图Z0205中所示。由图可见，晶体管各极电流、电压均为脉动直流。在ui的整个周期内，uBE ＞ Vγ，uCE ＞ 0，这就保证了晶体管始终工作在放大状态。由图还可以看出，在没有失真（即合理设置Q点）的情况下，晶体管各极电压、电流均可视为交流分量与直流分量的线性迭加。 在这种情况下，分析放大电路时，交流与直流可以分开讨论。应当指出放大是对变化量而言的，放大信号的过程实质上是一个能量控制与转换的过程，即晶体管在能量较小的输入信号ui 的控制下，按照ui 的变化规律，将EC的直流能量转换成负载所需要的较大的交流能量。晶体管是一个能量控制器件，它本身并不会产生能量，只能消耗电源EC的直流能量。（具有能量控制作用的器件称为有源器件。） 放大电路的性能指标 放大电路放大信号性能的优劣是用它的性能指标来表示的。性能指标是指在规定条件下，按照规定程序和测试方法所获得的有关数据。放大电路性能指标很多，且因电路用途不同而有不同的侧重。这里仅介绍其中几项指标的含义。 图Z0206是测试放大电路指标时的示意图。图中输入、输出端的电压和电流均为正弦量。Us是信号源电压，RL表示各种形式的实际负载的等效电阻。 一、放大倍数 放大倍数表征放大电路对微弱信号的放大能力，它是输出信号（Uo、Io、Po）比输入信号增大的倍数，又称增益。 1. 电压放大倍数 放大电路的电压放大倍数定义为输出电压有效值与输入电压有效值之比，即 它表示放大电路放大信号电压的能力。 2．电流放大倍数 放大电路电流放大倍数定义为输出电流有效值与输入电流有效值之比，即 它表示放大电路放大电流信号的能力。 3．功率放大倍数 放大电路等效负载RL上吸收的信号功率（Po =UoIo）与输入端的信号功率（Pi =UiIi）之比，即 定义为放大电路的功率放大倍数。 在实际工作中，放大倍数常用分贝表示，定义为： 二、输入电阻和输出电阻 1．输入电阻 当输入信号源加进放大电路时，放大电路对信号源所呈现的负载效应用输入电阻RI来衡量，它相当于从放大电路的输入端看进去的等效电阻。这个电阻的大小等于放大电路输入电压与输入电流的有效值之比，即 放大电路的输入电阻反映了它对信号源的衰减程度。Ri越大，放大电路从信号源索取的电流越小，加到输入端的信号Ui；越接近信号源电压Us。 2．输出电阻 当放大电路将信号放大后输出给负载时，对负载RL而言，放大电路可视为具有内阻的信号源，该信号源的内阻即称为放大电路的输出电阻。它也相当于从放大电路输出端看进去的等效电阻。输出电阻的测量方法之一是：将输入信号电源短路（如是电流源则开放），保留其内阻，在输出端将负载RL取掉，且加一测试电压Uo，测出它所产生的电流Io，则输出电阻的大小为 放大电路的输出电阻的大小，反映了它带负载能力的强弱。Ro越小，带负载能力越强。 放大电路的静态图解分析 放大电路的图解分析法 放大电路有两个显著特点，即含有非线性的放大器件和工作在交直流共存状态，因此，分析放大电路不能简单地套用线性电路的分析方法。分析放大电路常用的方法有图解分析法和微变等效电路分析法。图解分析法是指以晶体管的输入、输出特性曲线为基础，通过作图来分析放大电路性能的方法。它的基本思想是，把放大电路的输入、输出回路分成线性和非线性两个部分，并把描写这两个部分特性的电压-电流关系，以曲线的形式描绘在同一平面坐标内，根据两条曲线的交点决定它们的解。 放大电路的分析包括两个方面的内容，即动态分析和静态分析。动态分析的任务是确定动态性能指标；静态分析的任务是确定静态工作点。 放大电路的静态图解分析 放大电路的静态图解分析的目的是在输入特性曲线及输出特性曲线上，通过做直流负载线而确定出静态工作点Q。再由Q求得IBQ、ICQ和UCEQ。 对输入回路，iB、uBE应同时满足： uBE = EC - iBRb（线性电路特性） GS0212 iB = f(uBE,uCE)（晶体管输入特性） 根据式GS0212的直线方程，找出两个特殊点作直线AB。A(EC,0);B(0, ) 连接这两点便得直线AB，称之为输入回路直流负载线，其斜率即为静态工作点Q（UBEQ、IBQ）。 。AB直线和 输入特性曲线的交点 由于，IB在较大范围内变化时，UBE基本上不变。因此，实际中对输入回路工作点的确定，更多地采用近似估算法。 对输出回路，iC、uCE)应同时满足： iC = f（IB，uCE）iB = 常量 晶体管的输出特性 uCE = EC -iCRC 输出回路外电路方程 GS0213 同理，由式 GS0213可找出两个特殊点：M（EC，0），N（0， uCE= EC - iCRC ）。连接MN即得直线 如图Z0207中直线MN。这是一条斜率为：由直流负载电阻RC所决定的直线，称为输出回路的直流负载线。直流负载线与参变量IB＝IB的那条输出特性曲线的交点即为静态工作点Q（UCEQ，ICQ）。 由上可见，图解法确定Q点的关键在于正确地作出直流负载线。由于负载线是由外电路元件参数决定的，当外电路元件参数发生变化时、直流负载线也相应地变化，从而工作点也随之变化，因此，用图解法，可以清楚地反映出，当元件参数发生变化时，Q点的变化趋势。 放大电路的动态图解分析 放大电路的动态特性是由交流通路决定的。从图Z0204所示交流通路的输出回路可得： UCE = - IC（= RC∥RL） GS0214 由于正确设置静态工作点之后，晶体管各极电压、电流均可等效为信号变量与静态直流量的线性迭加。即 iC = IC + UCE = UCE + GS0216 ic GS0215 uce 将式GS0215和GS0216代入式GS0214可得： 它反映了输入交流信号后IC与uCE 的变化规律，为斜率 是由交流负载 决定的一条直线，故称为交流负载线。 因为交流信号为零的瞬时，放大电路处于静态，所以，交流负载线必然通过Q点。如图Z0208。 输出电压的最大幅度与非线性失真分析 一、输出电压的最大幅度 由图Z0208所示的分析过程可以看出，放大电路输出信号电压的幅度受到饱和区和截止区的。在给定电路参数的条件下，输出电压不产生明显失真时的幅值称为最大输出幅度，常用峰值或峰～峰值来表示。 受饱和区的，输出电压的最大幅度只能达到（UCEQ -UCES），受截止区的，最大输出电压幅度只能达到IC 。因此，实际能达到的输出电压的最大幅度只能为（UCEQ - UCES）与IC 中较小值的二倍（峰-峰值）。 静态工作点的设置对最大输出幅度有很大的影响。由图Z0209 可以看出，要想获得较大的输出幅度，应把Q点设置在交流负载线的中点附近。 二、放大电路中的非线性失真 晶体管工作在非线性区所引起的失真称为非线性失真。产生非线性失真的原因来自两个方面：一是晶体管特性的非线性；二是Q点设置不合适或输入信号过大。 图Z0210、Z0211（表明因Q点选择的过高或过低而导致在输入信号部分时间内，晶体管进入饱和区或截止区而产生的失真，分别称为饱和失真和截止失真。 为了避免瞬时工作点进入截止区而引起截止失真，则应使： IC≥ICm +ICEO GS0218 为了避免瞬时工作点进入饱和区而引起饱和失真，则应使： UCE≥Uom+ UCES GS0219 晶体管的h参数 在合理设置静态工作点和输入为交流小信号的前提下，晶体管可等效为一个线性双端口电路。如图Z0212所示。 晶体管的端口电压和电流的关系可表示为如图Z0213所示。 h 参数的定义如图Z0213。 hie、hre、hfe、hoe 这4个参数称为晶体管的等效h 参数，它们的物理意义为： hie称为输出端交流短路时的输入电阻，简称输入电阻。它反映输出电UCE不变时，基极电压对基极电流的控制能力，习惯上用RbE表示。 hre称为输入端交流开路时的反向电压传输系数，又称内部电压反馈系数。它反映输出电压uCE通过晶体管内部对输入回路的反馈作用，它是一个无量纲的比例系数。 hfe称为输出端交流短路时的电流放大系数，简称电流放大系数。它反映基极电流IB对集电极电流IC的控制能力，即晶体管的电流放大能力，是一个无量纲的数，习惯上用β表示。 hoe称为输入端交流开路时的输出电导，简称输出电导。它反映当IB不变时，输出电压uCE对输出电流的控制能力。单位是西门子（S），习惯上用1／RCE，表示。可见，这四个参数具有不同的最纲，故称为混合（HybRId）参数，记作h 。h参数第一个下标的意义为：I表示输入，R表示反向传输，f表示正向传输，o表示输出；第二个下标E表示共射接法。在使用时应当明确： （1） 4个h参数都是微变电流与微变电压之比，因此，h参数是交流参数。 （2） 4个h参数都是在Q点的偏导数，因此，它们都和Q点密切相关，随着Q点的变化而变化； （3） h参数是晶体管在小信号条件下的等效参数。 h参数可以从晶体管的特性曲线上近似求得，也可以用人h参数测试仪直接测出。对一般小功率晶体管，h参数的数量级如图Z0213所示。 晶体管的微变等效电路 得到了晶体管的h参数后，就可以画出晶体管的线性等效电路，图Z0214是晶体管的h参数等效电路。 关于h参数等效电路，应注意以下几点： （1）电压的参考极性为上正下负，电流的参考正方向是流入为正； （2）电路中出现了受控源。受控源的大小和极性均具有从属性。在分析电路时，可以象源一样进行等效变换，但控制量不能丢失，在涉及源取零值的处理中，不能对受控源进行开路或短路处理，只能视控制量而定。 （3）微变等效电路只适用于低频小信号放大电路，只能用来计算交流分量，不能计算总的瞬时值和静态工作点。 （4）晶体管的输入电阻 RbE（hie）一般可用下列近似公式进行估算： 式中 表示晶体管基区的体电阻，对一般小功率管约为300Ω左右（计算时，若未给出，可取为300Ω），IE 为通过管于发射极的静态电流，单位是mA。在IE ≤5mA范围内，式GS0220计算结果与实际测量值基本一致。 用微变等效电路法分析放大电路 用微变等效电路分析法分析放大电路的关键在于正确地画出放大电路的微变等效电路。 具体方法是：首先画出放大电路的交流通路，然后用晶体管的简化h参数等效电路代替晶体管，并标明电压、电流的参考方向。 应用微变等效电路分析法分析放大电路的基本步骤如下： （1）确定放大电路的静态工作点。这一步多采用近似估算法或图解法； （2）求出静态工作点Q附近的h参数。这一步可通过在输入输出特性曲线上作图确定。一般情况下，只应用式GS0220估算出RbE ； （3）画出放大电路的微变等效电路。 （4）应用线性电路理论进行计算，求得放大电路的主要性能指标。 温度变化对静态工作点的影响 晶体管是一个温度敏感器件，当温度变化时，其特性参数（β、ICBO、UBE）的变化比较显著，实验表明：温度每升高1℃，β约增大0.1％左右，UBE减小（2～2.5）mV，温度每升高10℃，ICBO 约增加一倍。晶体管参数随温度的变化，必然导致放大电路静态工作点发生漂移，这种漂移称为温漂。 以基本共射放大电路为例，当温度t↑升高、UBE ↓、其静态电流IB↑、β↑则IC↑↑； 可见，无论是UBE的减小，还是β、ICBO的增大，都使IC增大，从而使Q点向饱和区移动。 静态工作点的移动，将影响放大电路的放大性能，为此，必须设法稳定静态工作点。稳定静态工作点的方法常用的主要有负反馈法和参数补偿法两种 工作点稳定的电路 一、电流负反馈工作点稳定电路 图Z0215为基极分压式直流电流负反馈放大电路，与共射基本放大电路相比，该电路不同的是在基极采用Rb1、Rb2分压式偏置，在发射极接入了反馈电阻RE及与其并联的旁路电容CE 。该电路称为分压式直流电流负反馈放大电路。 1. 稳定Q电的物理过程 当选择合适的Rb1、Rb2值使IR》IB，则有 分压点电压UB与管子参数无关，基本上不受温度的影响。 设温度（t）升高，使IC（IB）增加，则IB在 RE上的压降 UE =IB RE将随之增加。由于UB恒定UBE = UB - UE必然减小，引起IB 减小，IC减小，从而牵制了IC 的增大，使之基本稳定。这一过程可简单表示为： t ↑→ IC（IB）↑→ UE↑→UBE↓→ IB ↓→ IC（IB）↓ 由上述过程可以看到，RE 的作用是将输出回路电流IC的变化转换为电压UE 的变化，并送回到输入端使UBE减小，使IC趋于稳定，这种作用称为电流负反馈作用。 2．稳定条件 稳定Q点的条件有两个，即IR >> IB 和UB>>UBE 。这里IR >>IB 的要求是为了稳定UB而UB >>UBE 主要是为了稳定UE 。在设计电路时常采用下列经验公式： IR≥ （5 ~ 10）IB UB≥ （5 ~ 10）UBE（通常取UB ：硅管3~5V；锗管1~3V） 偏置电路元件参数的计算可由下式求得： Rb2 = UB/ IR Rb1 = （EC - UB）/ IR GS0222 RE= UE/ IE ≈UB/ IE 二、参数补偿法工作点稳定电路 利用一个元件参数随温度的变化所引起的温漂来抵消另一个元件参数随温度的变化所引起的温漂，从而达到稳定工作点的目的，这就是参数补偿法的基本思想。 利用二极管作补偿元件的工作点稳定电路如图Z0216 所示。二极管的伏安特性与晶体管发射结的特性一致。 另外，在实际电路中也常采用热敏电阻Rt进行补偿，Rt具有负的温度系数，当温度升高使IC增大时，Rt阻值减小，从而使UB减小，IC下降而趋于稳定。 场效应管放大电路的静态分析 根据偏置电路形式，场效应管放大电路的直流通路分为自给偏压电路和分压式偏置电路。 一、自给偏压电路 用N沟道结型场效应管组成的自给偏压电路如图Z0217所示。 自给偏压原理：在正常工作范围内，场效应管的栅极几乎不取电流，IG= 0，所以，UG = 0，当有IS = ID流过RS时，必然会产生一个电压US＝ISRS＝IDRS，从而有 UGS = UG- US= - IDRS 依靠场效应管自身的电流ID 产生了栅极所需的负偏压，故称为自给偏压。 为了减小RS对放大倍数的影响，在RS 两端并联了一个旁路电容 Cs。 估算静态工作点,由图Z0217所示电路的直流通路可得： UGS = UG- US= - IDRSGS0223 UDS = ED - ID（RS + Rd） GS0224 结型场效应管的转移特性可近似表示为： 式中IDSS为饱和漏电流，VP为夹断电压。 联立求解GS0223～GS0225各式，便可求得静态工作点Q（ID，UGS，UDS）。 二、分压式偏置电路 由于参数IDSS ，VP 等与温度有关，因此，场效应管放大电路也要设法稳定静态工作点。实际上，自给偏压电路就具有一定的稳定Q点的能力。例如：温度升高使ID增加时，US也随之增加，从而使UGS 更负，反过来又抑制了ID的增大。但如果对温度稳定性要求更高时，单纯靠增大RS来稳定Q点，势必会导致Au下降，甚至产生严重的非线性失真。图Z0218所示的分压式偏置电路，通过R1与R2分压，给栅极一个固定的IE电压，这样就可以把RS选的比较大，而Q点又不致于过低。图中Rg的主要作用是增大输入电阻，进一步减小栅极电流。 对分压式偏置电路，在确定静悉工作点时，同样可用图解法和计算法。与自给偏压电路不同之处是UG≠0。只需将栅源回路直流负载线方程改为： 多级放大电路的级间耦合方式 多级放大电路 在实际工作中，为了放大非常微弱的信号，需要把若干个基本放大电路连接起来，组成多级放大电路，以获得更高的放大倍数和功率输出。 多级放大电路内部各级之间的连接方式称为耦合方式。常用的耦合方式有三种，即阻容耦合方式、直接耦合方式和变压器耙合方式。 一、阻容耦合 通过电容和电阻将信号由一级传输到另一级的方式称为阻容耦合。 图 Z0219所示电路是典型的两级阻容耦合放大电路。 优点：耦合电容的隔直通交作用，使两级Q相互，给设计和调试带来了方便； 缺点：放大频率较低的信号将产生较大的衰减，加之不便于集成化，因而在应用上也就存在一定的局限性。 二、直接耦合 多级放大电路中各级之间直接（或通过电阻）连接的方式，称为直接耦合。 直接耦合放大电路具有结构简单、便于集成化、能够放大变化十分缓慢的信号、信号传输效率高等优点，在集成电路中获得了广泛的应用。 两级直接耦合放大电路如图Z0220所示。采用直接耦合，各级的静态工作点将相互影响。如图中T1管的UCE1受到UBE2的，仅有0.7V左右。因此，第一级输出电压的幅值将很小。为了保证第一级有合适的静态工作点，必须提高T2管的发射极电位，为此，可在T2的发射极接入电阻（图Z0221）、二极管或稳压管（图Z0222）等。 在直接耦合放大电路中，常用由NPN型和PNP型晶体管组成的直接耦合放大电路，如图Z0223所示。 三、变压器耦合 变压器耦合放大电路如图Z0224所示。这种耦合电路的特点是：级间无直流通路，各级Q；变压器具有阻抗变换作用，可获最佳负载；变压器造价高、体积大、不能集成，其应用受到。 多级放大电路的分析方法 分析多级放大电路的基本方法是：化多级电路为单级，然后再逐级求解。化解多级电路时要注意，后一级电路的输入电阻作为前一级电路的负载电阻；或者，将前一级输出电阻作为后一级电路的信号源内阻。 一、电压放大倍数 式中Au1、Au2…Aun ：多级放大电路各级的电压放大倍数。 Au（dB）= Au1（dB）+ Au2（dB）+ …+ Aun（dB） GS0228 二、输入电阻和偷出电阻 多级放大电路的输入电阻就是第一级放大电路的输入电阻，其输出电阻就是最后一级放大电路的输出电阻。有时第一级的输入电阻也可能与第二级电路有关，最后一级的输出电阻也可能与前一级电路有关，这就取决于具体电路结构。 例题 三级放大电路如图Z0225所示。计算该电路的Au 、ri 、ro 。 解：（1）电压放大倍数 按前述分析方法将三级放大电路划分为3个单级放大电路，如图Z0226所示。 由上图可见，第一级电路和第三级电路为共集电极放大电路，其电压放大倍数为：Au1＝Au3≈1，第二级电路为共射极放大电路，它的电压放大倍数为 Au2 = - β（RC2∥ri3）/rbe2 总电压放大倍数为： Au＝Au1·Au2·Au3≈ （2）输入电阻 第一级电路为射极输出器，它的输入电阻为：故： （3）输出电阻 第三级电路为射极输出放大电路则： 由上例可以看出，分析多级放大电路的关键在于正确地划分出各单级放大电路。 单级阻容耦合放大电路的频率特性 单级共射阻容耦合放大电路如图Z0227所示。在图Z0235中，Cie（Cbe）、Cc（Cbc）。分别表示晶体管的发射结和集电结的等效电容，一般为几pF～几百pF。 一、中频段 中频段放大电路的微变等效电路如图Z0228所示。输入耦合电容C1、输出耦合电容C2及射极旁路电容Ce因其容量较大，容抗较小，在中频段可视为短路；而输入、输出回路的分布电容Ci、Co及电容Cie 、Cc 容量较小，容抗较大，在中频段可视为开路。由此可得出中频段放大电路的电压放大倍数为： 它表明，在中频范围内，Au和φ均为常数，与频率无关。 二、低频段 在低频范围内，C1、C2 及Ce容抗增大，不能忽略。Ci、Co及电容Cie 、Cc 的容抗很大仍可视为开路。此时的微变等效电路如图 Z0229、Z0230、Z0231、Z0232所示。 由图可知，随着频率的不断降低，C1、C2 及Ce 的容抗增大，使出减小，减小，导致输减小，从而使放大倍数降低。此外，频率越低，C1、C2 及Ce造成的附加相移越小，当f→0时，附加相移接近 -90°。 在实用电路中，常选取C1＝C2（5～20）μF，Ce ＝（50～200）μF，基本上可满足一般低频放大电路对下限频率的要求，消除低频时的失真。 三、高频段 放大电路在高频段时也可惜助h参数微变等效电路来分析，其徽变等效电路如图Z0233、Z0234所示。C1、C2 及Ce的容抗较小均可视为短路，而Ci、Co及电容Cie、Ce的容抗也较小，其分流作用不可忽略。且这种影响随着频率的增高更加明显。同时，它们引起的附加相移也随着频率的增高而增大，当f → ∞时，附加相移接近 - 270°。 单级阻容耦合放大电路总的频率特性曲线如图Z0236所示。 因为功率与电压的平方成正比，所以在工程计算上规定，电压放大倍数的幅值下降到中频幅值Auo的0.707倍时所对应的频率称为半功率点频率（电压放大倍数下降到Auo 的0.707 倍时，相当于功率卞降一半。在幅频特性曲线上，低频端和高频端各有一个半功率点，其相应的半功率点频率称为下限频率fL和上限频率fH 。半功率点的电压放大倍数 用分贝表示 可见，半功率点的电压放大倍数比中频段 的电压放大倍数Auo衰减了3dB。我们定义fH与fL之间的频率范围为放大电路的通频带并以B表示，即 B = f H－ f L GS0232 在通频带内，由于输出功率的减少不会超过中频区的一半，附加相移不超过45°，因而人耳感觉不到明显变化，这样就可以认为在通频带B内放大电路基本上没有频率失真。 通频带内的区域称为中频区；频率低于下限频率 f L 的频域称为低频区，频率高于上限频率f H 的频域叫高频区。 在分析放大电路的频率特性时，为了在有限的数轴上，描绘较大范围的频率变化对放大倍数的影响，通常采用对数频率特性曲线。这时横轴采用lgf，纵轴采用分贝，即201g | Au |（幅频特性），或φ的数值（相频特性）。对数频率特性又叫波特图。 放大倍数用分贝表示的优点是：可避免放大倍数的庞大数字并可以把放大倍数的乘法运算简化为加法运算；对数的单位比较符合听觉器官对声音感觉的特性；便于绘制频率特性的对数坐标图。 多级阻容耦合放大电路的频率特性 多级放大电路的电压放大倍数是各级电压放大倍数的乘积，即 其模和相角可分别表示为 Au =Au1·Au2·…·Aun φ=φ1+φ2+…+φn 以上两式说明，多级放大电路的幅频特性等于各级的幅频特性的乘积，而相频特性等于各级的相频特性之和。用分贝表示其幅频特性为 20lgAu = 20lgAu1 + 20lgAu2 + … + 20lgAun 例如两级放大电路的频率特性如图Z0237所示。它是由相同频率特性的两个单级放大电路构成的 两级放大电路。对两级放大电路幅频特性而言，对应于单级下降3dB的下限频率fL1（fL2）和上限频率fH1（fH2）处，已比中频值下降6dB。由此可见，两级放大电路下降3dB的通频带，比组成它的单级电路的通频带窄了。两级放大电路的上限频率fH ＜fH1，而下限频率fL ＞ fL1。这说明采用多级放大电路来提高总增益是用牺牲通频带来换取的。 分析证明 ，多级放大电路上、下限频率fH 、fL与单级放大电路上、下限频率的关系分别为 率分别为fH1＝1MHz，fL1＝100Hz，则两级放大电路上、下限频率分别为fH＝0kHz、fL＝156.25Hz。显然上限频率降低了，而下限频率被提高，通频带变窄。 上两式表明，放大电路的级数越多则fH越低，fL越高，通频带越窄。 式中n表示电路的级数，当n = 2时，fH = 0.fH1，fL=fL1/0. ，如果单级放大电路的上、下限频 反馈的基本概念和一般表达式 一、反馈的基本概念 反馈是指把放大电路输出回路中某个电量（电压或电流）的一部分或全部，通过一定的电路形式（反馈网络）送回到放大电路的输入回路，并同输入信号一起参与控制作用，以使放大电路某些性能获得改善的过程。这一过程可用图Z0301 所示方框图来表示。引入反馈后的放大电路称为反馈放大电路。 实际上，反馈的概念在第二章中讨论静态工作点稳定的电路时已经运用过了。在分压式电流负反馈偏置电路中，通过射极电阻Re，将输出回路中的直流电流IE以UE = IERe的形式回送到了输入回路，使三极管发射结两端的电压UBE = UB - IERe ，受到输出电流的影响，从而使输出电流趋于稳定。这种输出电量影响输入电量的方式就是反馈。不过这里的反馈仅仅是直流电量的反馈（交流量被Ce旁路），称为直流反馈。直流反馈主要用于稳定静态工作点。如果将Ce去掉，这时输出回路中的交流信号也将反馈到输入回路，并使放大电路的性能发生一系列的改变，这种交流信号的反馈称为交流反馈，实际放大电路中，一般同时存在直流反馈和交流反馈，本单元主要讨论交流反馈对放大电路性能的影响。 二、反馈的极性 按照反馈对放大电路性能影响的效果，可将反馈分为正反馈和负反馈两种极性。 凡引人反馈后，反馈到放大电路输入回路的信号（称为反馈信号用表示）与外加激励信号（用表示）比较的结果、使得放大电路的有效输入信号（也称净输入信号，用表示）削弱，即果使＞＜，从而使放大倍数降低，这种反馈称为负反馈。凡引入反馈后，比较结，从而使放大倍数提高，这种反馈称为正反馈。 正反馈虽能提高放大倍数，但同时也加剧了放大电路性能的不稳定性，主要用于振荡电路（将在08知识单元中讨论）；负反馈虽降低了放大倍数，但却换来了放大电路性能的改善，是本单元讨论的重点。 不同极性的反馈对放大电路性能的影响截然不同，因此，在分析具体反馈电路时，首先必需正确地判断出电路中反馈的极性。判断反馈极性的简便方法是瞬时极性法，具体作法是： （1）按中频段考虑，即不考虑电路中所有电抗元件的影响； （2）用正负号（或箭头）表示电路中各点电压的瞬时极性（或瞬时变化）； （3）假定输入电压Ui为，看Ui 经过放大和反馈后得到的反馈信号（Uf或If）的极性是增强还是削弱有效输入信号（强的反馈就是正反馈。 要注意的是：推断反馈信号瞬时极性时，应遵从放大电路的放大原理，对单级放大电路而言，共射电路输出电压与输入电压反相、共集电路和共基电路输出电压与输入电压同相。 例题 放大电路如图Z0302所示。试说明该电路中有无反馈，如果有反馈，是正反馈还是负反馈。 解：判断一个电路中是否存在反馈，就是要看电路中有无联系输出回路和输入回路的元件。 图Z0302中 Rf就是起这种联系作用的元件，因此，Rf就是反馈元件，它构成反馈网路。 判断反馈极性利用瞬时极性法，假定Ui的极性为 ＋（对地），则经一级共射电路放大后，UO1的极性为－，再经一级共集电极电路放大后UO2的极性为 －，通过Rf的反馈电流的瞬时流向，由其两端的瞬时电压极性决定。如图中所示，由于If的分流作用，使得放大电路的有效输入信号Ib = Ii - If 减弱，故为负反馈。 三、反馈放大电路的方框图及一般表达式 反馈放大电路均可用图Z0301所示方框图来表示。它表明，反馈放大电路是由基本放大电路和反馈网路构成的一个闭环系统，故常称反馈放大电路为闭环放大电路，相应地称未引入反馈的放大电路为开环放大电路。图中比较与取样都是通过反馈网络与基本放大电路的特定连接方式实现的。 ＝或），使有效输入信号减弱的反馈就是负反馈；使有效输入信号增要注意的是，这里的基本放大电路是指考虑了反馈网络对放大电路输入和输出回路的负载效应，但又将反馈网络分离出去后的电路，它可以是单级或多级电路，而且往往还存在着局部反馈。基本放大电路的放大倍数 反馈网络通常为一线性网络，由一些电阻、电容等组成，其传输系数定义为 常称为反馈系数。 为了突出反馈的实质，忽略次要因素，简化分析过程，通常又假定：（1）信号从输入端到输出端的传输只通过基本放大电路，而不通过反馈网络；（2）信号从输出端反馈到输入端只通过反馈网络而不通过基本放大电路。也就是说，信号传输具有单向性。实践表明，这种假定是合理而有效的，符合这种假定的方框图称为理想方框图。 对图Z0301所示单一环路反馈的理想方框图有如下关系： 由此可得反馈放大电路的闭环放大倍数为： 这是反馈放大电路的基本关系式，也是分析单环反馈放大电路的重要公式。这里可以是电流，、调的具体含义由反馈类型决定。 可以是电压也 为了分析方便，在以后讨论反馈放大电路性能时，除频率特性外，均假定工作信号在中频范围，且反馈网络具有纯电阻性质，因此， 、 均可用实数表示。于是GS0306式变为： 式中（l＋FA）称为反馈深度，用D表示，负反馈对放大电路性能改善程度均与D有关。 当 |1＋FA| 》1时，由GS0307式可得： 这种情况称为深度负反馈。此时，闭环放大倍数仅与反馈系数有关。 反馈放大电路的类型与判断 一、反馈的类型 根据基本放大电路与反馈网络在输出、输入端的连接方式（即取样与比较方式），反馈有以下几种类型： 1．按反馈信号在输出端取样对象，可分为电压反馈和电流反馈。 若反馈网络与基本放大电路在输出端并联，如图Z0302，当Xf取自RL两端的电压Uo，即Xf ∝Uo，输出为电压取样，称为电压反馈；若反馈网络与基本放大电路在输出端相串联，这时Xf取自流过RL的电流，即Xf∝Io，输出为电流取样，称为电流反馈。对电压反馈Xo=Uo，对电流反馈Xo=Io。 2．按反馈信号与输入信号在输入端连接方式，可分为串联反馈和并联反馈。 若反馈网络与基本放大电路在输入端相串联，Xf与Xi以电压形式相迭加，称为串联反馈；若在输入端相并联，Xf与XI以电流形式相迭加称为并联反馈。对串联反馈 对并联反馈 3．负反馈放大电路的四种组态 综合考虑输入、输出端的反馈形式，负反馈放大电路可分为四种类型（也称四种组态）， 它们是：电压串联负反馈组态、电流串联负反馈组态、电压并联负反馈组态和电流并联负反馈组态。 对不同组态的反馈电路A、F、Af的具体含义不同，由相应的XI、Xf、Xo决定。如表Z0301所示。 二、反馈类型判晰方法 1．电压反馈与电流反馈的判断 令Uo＝0，即将放大电路输出端交流短路，若反馈信号Xf消失，则为电压反馈（Xf＝FUo）；若反馈信号Xf仍然存在，则为电流反馈（Xf＝FIo）： 若能画出方框图，也可直接根据A、F网络在输出端连接形式来判定：并联为电压反馈，串联为电流反馈。 一般说来，反馈信号取自电压输出端（RL两端）的为电压反馈，反馈信号取自非电压输出端的为电流反馈。 2．串联反馈与并联反馈的判断 令Ui = 0，即将放大电路输入端假想交流短路，若反馈信号作用不到放大电路输入端，这种反馈为并联反馈；若反馈信号仍能作用到放大电路输入端，则为串联反馈。当然也可直接根据基本放大电路与反馈网络的连接方式确定。一般说来，反馈信号加到共射电路基极的反馈为并联反馈；反馈信号加到共射电路发射极的反馈为串联反馈。 正确判断反馈放大电路的类型和反馈极性，是分析反馈放大电路的基础，一般来说可按以下步骤进行： （1）找出反馈元件 - 联系输入、输出回路的元件； （2）判别是电压反馈还是电流反馈令Uo = 0，看Xf是否存在； （3）判断是串联反馈还是并联反馈令Ui＝0，看Xf能否作用到输入端； （4）判断反馈极性，采用瞬时极性法，串联反馈时看Ube的增减，并联反馈时看Ib的增减。 电压串联负反馈放大电路 图Z0303（a）为两级电压串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。 1．反馈类型的判断 // Uc2-Ue1 电压变化改变 If 从而 Ie Ue变化 （1）找出联系输出回路与输入回路的反馈元件。图Z0303（a）中Rf、Cf、Re1是联系输出回路与输入回路的元件，故Rf、Cf、Re1是反馈元件，它们组成反馈网络，引入级间反馈。 （2）判断是电压反馈还是电流反馈。 可用两种方法来判别，一是反馈网络直接接在放大电路电压输出端，故为电压反馈；二是令Uo = 0，因Uf由Rf、Re1 对Uo分压而得，故Uf= 0反馈消失，所以为电压反馈； （3）判别是串联反馈还是并联反馈。 由图Z0303（a）可以看出：Ube = Ui - Uf 即输入端反馈信号与输入信号以电压形式相迭加，故为串联反馈，也可令Ui＝0，此时Uf仍能作用到放大电路输入端，故为串联反馈；还可以根据反馈信号引至共射电路发射极则为串联反馈。 （4）判别反馈极性。 假定Ui为+，则经两级共射电路放大后，Uo为+，经Rf与Re1 分压得到的Uf也为+，结果使得放大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。 综上判断结果、该电路为电压串联负反馈放大电路。 2、反馈对输出电量的稳定作用 放大电路引入电压负反馈后，能够使输出电压稳定。任何外界因素引起输出电压不稳时，输出电压的变化将通过反馈网络立即回送到放大电路的输入端，并与原输入信号进行比较，得出与前一变化相反的有效输人信号，从而使输出电压的变化量得到削弱，输出电压便趋于稳定。 可见，负反馈使放大电路具有了自动调节能力。电压负反馈能够稳定输出电压。 3、信号源内阻对串联反馈效果的影响 由上面的讨论可见，对串联反馈Ube = Ui - Uf ，显然，UI越稳定，Uf 对Ube 的影响就越强，控制作用就越灵敏。当信号源内阻Rs = 0时，信号源为恒压源， Us就为恒定值，则Uf的增加量就全部转化为Ube 的减小量，此时，反馈效果最强。因此，串联反馈时，Rs 越小越好，或者说串联反馈适用于信号源内阻Rs 小的场合。 4、放大倍数及反馈系数的含义 对电压串联负反馈电路， Xi = Ui， Xo = Uo，Xf = Uf 故： AUf、FU，分别称为闭环电压放大倍数和电压反馈系数。 电流并联负反馈放大电路 图Z0304（a）是两级电流并联负反馈电路，图（c）是它的交流等效电路方框图。 //Ie变化 Ue变化 If变化 1、反馈类型的判断 （1）找反馈元件。由图可见，R f、Re2是联系输出回路和输入回路的元件，故为反馈元件，由它们组成反馈网络。 （2）判断是电压反馈还是电流反馈。因反馈信号取自非电压输出端，故为电流反馈。 （3）判断是串联反馈还是并联反馈。因反馈信号引至共射电路的基极，故为并联反馈。 （4）判断反馈极性。假定Ui为 +（对地），经两级共射电路放大后Ue2为 － ，则通过Rf的电流I f的方向如图（c）中所示，它对Ii起了分流作用，从而使有效输入信号减弱，故为负反馈。 综上判断结果，该电路为电流并联负反馈放大电路。 2、反馈对输出电量的稳定作用 当Ii一定，由于某种原因（如β或RL变化）引起输出电流发生变化时，则通过反馈网络R f、Re2的作用将产生如下自动调节过程： β2 ↑→Io（Ie2）↑→I f↑→ Ib↓→ Io↓ 其效果使输出电流趋于稳定。 可见，电流负反馈能够稳定输出电流。 3、信号源内阻对并联反馈效果的影响 对并联负反馈，有Ib = Ii - I f，若信号源内阻 RS = ∞，则Ii恒定，I f的增加量全部转化为Ib的减小量，反馈效果最强；若RS较小，则随着I f 的增加，Ii 也有所增加，Ib 的减小量被缩减，负反馈效果减弱。因此，并联负反馈适用于信号源内阻RS大的场合。 4、放大倍数和反馈系数的含义 电流并联负反馈电路中，XI 、 Xo 、Xf 等均为电流量，故： AIf、FI分别称为闭环电流放大倍数和电流反馈系数。 电流串联负反馈放大电路 图Z0305（a）是电流串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。 采用与前两例类似的分析方法即可对该电路进行分析。 //电流Ie的变化改变电压Ue的 图中Re是反馈元件，它构成反馈网络，由图（b）可以看出，反馈网络与基本放大电路在输出端串联，故为电流反馈，反馈网络与基本放大电路在输入端串联，故为串联反馈，假定UI的瞬时极性为+，则Uf的极性为-，结果使放大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。 由于引入了电流负反馈，当某种因素引起输出电流发生变化时，电路通过反馈网络将产生如下自动调节过程： RL ↓→IO↑→Uf↑→Ube↓→ IO↓ 结果使IO趋于稳定。 应当注意的是，负载发生变化时，通过负反馈稳定输出电流和稳定输出电压是矛盾的。上述过程表明了这一点，即当IO 趋于稳定时， UO = IO RL却减小了，也就是说UO 的不稳定性加剧了。如果电路中RL 稳定不变，则稳定输出电流与稳定输出电压效果是相同的，此时区分电压反馈和电流反馈也就没有意义了。 对电流串联负反馈放大电路，XI = UI， Xf = Uf ，XO =IO ，故： Agf、Fr分别称为闭环互导放大倍数和互阻反馈系数。 电压并联负反馈放大电路 图Z0306（a）为电压并联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。 //Uc变化 If变化 由图（b）可见，基本放大电路与反馈网络在输出、输入端都是并联的，故为电压并联反馈；又因Ui为 + 时，UO为+，流过Rf的电流如图中箭头方向所示，其结果使Ib＝Ii -I f减小，故为负反馈。 当某种因素（如β或RL变化）引起输出电压变化时，通过反馈将产生如下自动调节过程： RL ↑→UO↑→I f↑→ Ib↓→ UO↓ 结果使输出电压趋于稳定。 对电压并联负反馈放大电路： Xi = Ii， Xf = If，XO = UO ，故： Arf、Fg分别称为闭环互阻放大倍数和互导反馈系数。 通过以上基本类型负反馈放大电路的讨论，应当明确：电压负反馈具有稳定输出电压的作用，电流负反馈具有稳定输出电流的作用，而同一个电路中，如果负载是变化的，要想同时实现电压和电流的稳定是不可能的。此外，串联负反馈适用于信号源内阻较小的场合，而并联反馈则适用于信号源内阻较大的场合。熟悉了这些后，就可以根据实际需要选择适当的反馈形式。 降低放大倍数 由负反馈放大电路的一般表达式可知，闭环放大倍数仅是开环放大倍数的（1＋FA）分之一，因为负反馈（1＋FA）＞1，故，引入负反馈后，放大电路的放大倍数降低。负反馈虽使闭环放大倍数降低，但却换来了其它性能的改善。 提高放大倍数的稳定性 我们知道，放大电路放大倍数的数值取决于电路中元器件的参数。而晶体管的更换，电源电压的不稳，温度及负载的变化等都将使放大倍数发生变化，因此，一般情况下，放大倍数是不稳定的。利用负反馈的自动调节原理，可以抑制放大倍数的变化，从而提高其稳定性。放大倍数的稳定性可用它的相对变化量来表示。 将负反馈基本关系式对A求微分可得 则 上式表明，闭环放大倍数的相对变化量仅为开环放大倍数相对变化量的（1＋FA）分之一。也就是说闭环放大倍数的稳定性比开环放大倍数的稳定性提高了（1＋FA）倍。 例如：当（1＋FA）= 10时，Af的相对变化量只有A相对变化量的1/10，若未加反馈前放大电路的开环放大倍数变化5％，即dA/A = 5％，而引入负反馈后，放大电路的闭环放大倍数的变化量为 可见，引入负反馈以后：，放大电路放大倍数的相对变化量减小到0.5％，即放大电路的相对稳定性提高了10倍。 从负反馈的自动调节原理来看，尽管放大倍数A的变化，引起Xo的变化，但因负反馈的作用，使 也随Xo而变化，且与的变化趋势相反，其结果使Xo 可以自动保持稳定，从而提高了Af = Xo／XI的稳定性。这里Af的具体含义同样由电路的组态决定。 3.3.4 展宽通频带 第二章中曾经指出，由于晶体管某些参数随频率而变化，电路中又总是存在一些电杭性元件，因而使放大倍数也随频率而变，放大电路通频带比较窄。负反馈的自动调节作用可以使放大电路的放大倍数随频率的变化减小，从而使通频带展宽。 图Z0307中 B是无反馈时放大电路的频率特性所对应的通频带，是引入较浅负反馈后放大＞电路频率特性的通频带。而 则是引入较深负反馈后放大电路频率特性的通频带，显然，＞ B 。以电压串联负反馈为例，由于Uf ∝ Uo，在中频区，Uo增大，Uf 也增大，在高频率区或低频率区，Uo减小，Uf也跟着减小。就是说，随着频率f的升高或降低，反馈深度都比中频区有所减小。因为是负反馈，当信号电压UI一定时，，这就使中频区Uo下降多一些，高低频区Uo下降少一些，其频率特性就显得平坦，使得上限频率增加，下限频率下降。从而，展宽了通频带。 分析指出，放大电路引入负反馈以后，其中频放大倍数比原中频放大倍数降低了（1＋FA）倍，而放大电路的频率特性曲线的高频端（放大倍数下降到原中频的0.707时的频率）fHf 比无反馈时增加了（1＋FA）倍，即 fHf＝（1＋FA）fH GS0316 同样，低频端fLf也将比无反馈时降低了（1＋FA）倍，即 fLf＝fL/ （1＋FA） GS0317 则通频带为Bf ≈ fHf＝（1＋FA）fH ≈（1＋FA）B 。 GS0318 显然，通频带展宽是以降低放大倍数为代价换来的。在一定条件下，频带展宽几倍，相应的放大倍数就要降低几倍（中频放大倍数与频带宽度的乘积保持不变）。 减小非线性失真 放大电路中，由于晶体管等器件的非线性，当输入信号幅度较大时，放大电路的输出波形将产生失真，如图Z0308所示。输入信号Ui为正弦波，输出信号Uo变成了上大下小的失真波形。 引人负反馈后，输出波形有所改善，如图中Uof所示。以电压串联负反馈为例，由于反馈网络是线性网络，所以，反馈电压波形与输出电压波形一样，也是上大下小。该波形与原输入波形（正弦波）迭加，结果使净输入电压波形产生了\"预失真\"即Ube变成了上小下大。\"预失真\"正好抵消了部分因晶体管特性引起的非线性失真，从而使输出波形比较接近正弦波并得到改善。 需要指出的是，由于负反馈的引入，在减小非线性失真的同时，降低了输出幅度，而且对输入信号的固有失真，负反馈是为力的。 改变输入电阻和输出电阻 一、输入电阻 输入电阻是从放大电路输入端看进去的等效电阻。因为反馈放大电路输入端的反馈方式有串联和并联之分，故负反馈对放大电路输入电阻的影响与串联反馈还是并联反馈直接有关。 1．串联负反馈使输入电阻增大 在串联负反馈电路中，由于Uf和UI串联作用于输入端，Uf抵抵了UI的一部分，因此，在Ui 相同的情况下，输入电流Ii比没有反馈时减小，故输入电阻RIf = Ui／Ii 增大了，这可用图Z0309 来说明。 因Uf取自Xo，令Xo= 0 时，则Uf消失，于是开环输入电阻RI（即基本放大电路的输入电阻）为 而闭环输入电阻rif 为 因，代入上式可得 上式表明，串联负反馈使闭环输入电阻增加到开环输入电阻的（1＋FA）倍。对于电压串联负反馈 对电流串联负反馈，。要注意的是，这里的RI必须是反馈环内的量，例如，串联反馈中，基极偏置电阻Rb对信号源的负载效应不因（1+FA）大小而变，故不属环内量。因此，要考虑Rb的活，放大电路实际输入电阻为 2．并联负反馈使输入电阻减小 在并联负反馈电路中，由于I f对I i有分流作用，因此，在Ib一定时，I f的出现将使II增大，从而使闭环输入电阻减小。开环输入电阻为： 而闭环输入电阻为： 因，代人上式可得： 可见，引入并联负反馈后，使闭环输入电阻rIf降到开环输入电阻ri的 1 /（1+FA）。要注意的是，对电压并联负反馈 : 而对电流并联负反馈 因Rb的存在将对I i分流，且分流大小与（1＋FA）有关，故Rb为环内量，即应计算在 ri之内，放大电路的实际闭环输入电阻就等于rif。 二、输出电阻 放大电路对负载而言，可等效为一个信号源。这个信号源的内阻就是放大电路的输出电阻。由于输出有电压反馈与电流反馈两种方式，故输出电阻的变化趋势就与电压反馈还是电流反馈直接有关。 1．电压负反馈使放大电路的输出电阻减小 在负反馈电路中，由于电压负反馈能够稳定输出电压，即使RL发生变化，也能保持输出电压稳定，放大电路近似于恒压源，其效果相当于减小了电路的输出电阻。 计算电压负反馈放大电路输出电阻的方法仍与基本放大电路中使用的方法相同。即令信号源XI＝0（电压源短路，电流源开路，可保留其内阻），然后移去RL，在输出端加一测试电压Vo（如图Z0309所示），算出相应的电流Io，则输出电阻为 Rof =Vo / Io 图中Ro包含了 RC。在输入回路中，虽然XI = 0，但由于反馈信号Xf的存在，使 输出回路中便存在与相应的受控源，在。其中Ao为基本放大器输出端开路时的放大倍数。由图可见 整理可得： 上式表明，电压负反馈使放大电路的闭环输出电阻减小到开环输出电阻的。对于电压串联负反馈有，对于电压并联负反馈则。必须注意的是，这里Ro、AUo、ARo是考虑了反馈网络的负载效应之后，基本放大电路的输出电阻和开路（RL = ∞）放大倍数。 由于Ro 中包含了Rc 在内，故Rof就是放大电路的实际输出电阻。 2．电流负反馈使放大电路的输出电阻增大 当引入电流负反馈后，电路具有稳定输出电流的作用，即使RL发生变化，也能保持输出电流基本稳定，放大电路近似于恒流源，其效果相当于增大了电路的输出电阻。 图Z0310是计算电流负反馈放大电路输出电阻的方框图。其计算方法同电压负反馈。只是这里输出回路用的是电流源。 由图可以看出，XI虽然为0，但由于Vo的加入，使 所以。 ，而是 式中，As为基本放大电路在输出端短路时（RL＝0）的电流放大倍数。放大器的输出电流为： 整理可得： 可见，引入电流负反馈后，电路的闭环输出电阻增加到开环输出电阻的（1＋AsF）倍。对于电流串联负反馈有 ；对于电流并联负反馈则为。 需要指出的是，这里As是RL＝0时的短路电流放大倍数。Ro中不包含RC在内，这是由于RC 的存在使得流进反馈网络的电流不等于流过负载RL的电流Io，属不严格电流反馈。故放大电路的实际输出电阻为 一般RC值不大，所以即使Rof增大很多，放大电路的实际输出电阻 增加并不显著。 综上所述，负反馈对放大电路输入和输出电阻的影响，可归纳以下两点： （1）放大电路引入负反馈后，输入电阻的改变取决于输入端的联接方式，而与输出端的取样对象（电压或电流）无直接关系（取样对象将决定AF的含义），串联负反馈使输入电阻增加，并联负反馈使输入电阻减小，增加和减小的程度取决于反馈深度。 （2）放大电路引入负反馈以后，输出电阻的改变取决于输出端的取样对象，而与输入端的联接方式无直接关系，电压负反馈使输出电阻减小，电流负反馈使输出电阻增加，增加和减小的程度决定于反馈深度。 深度负反馈放大电路的近似计算 1. 利用公式的近似计算 ，就 如果电路满足深度负反馈条件，则有： 可见，只要根据反馈类型求出相应的反馈系数F（ Fu、Fg、Fr、Fi），再应用公式可求出相应的Af（ Auf、Arf、Agf、Aif）。如果反馈组态不属于电压串联负反馈，而要计算电压放大倍数时，还需经过一定转换才能求得。 2. 利用公式Xf ≈ XI，的近似计算 根据负反馈放大电路的方框图（图Z0301）可知： 而深度负反馈放大电路满足 Xf ≈ Xi GS0330 上式说明：在深度负反馈条件下，反馈信号Xf 和外加输入信号Xi近似相等，即在深度负反馈的放大电路中，有效输入信号 经过放大、反馈得到的反馈信号Xf 很强，与外加的输入信号Xi 近似相，所以由上式可得 等，而二者的极性相反，所以， 的数值很小。反馈愈深，Xf 与Xi愈接近相等， 也愈接近于零。在实际的反馈放大电路中，通常当|1＋AF| ≥10时，便可认为是深度负反馈。 对不同组态的负反馈电路，式Xf ≈Xi中的Xf 和Xi表示不同的电量。 对于串联负反馈电路： Uf ≈Ui 对于并联负反馈电路： If ≈ Ii 利用上述概念和公式，可以大大简化对深度负反馈放大电路电压放大倍数的计算过程，并能得到工程上允许的近似结果。 利用式GS0328时，如何根据电路求得F呢？其方法之一是将反馈网络从电路中分离出来，分离时，对电压反馈，反馈网络与基本放大电路相连端用恒压源Uo代替；对电流反馈，则用恒流源Io代替，如图Z0311（a）、（b）所示。由于基本放大电路中已经考虑了反馈网络的负载效应，故这种等效代替是可行的。 根据这个等效的有源网络，反馈电压Uf（串联反馈）就是AB端的开路电压，而反馈电流Uf（并联反馈）就是AB端的短路电流。列出关系式即可求得相应的反馈系数F。 在深度负反馈情况下，因Xf ≈ Xi ，所以，反馈环内的基本放大电路可以看作理想放大电路，则反馈放大电路的输入、输出电阻为： 电压串联负反馈： 电医并联负反馈： 电流串联负反馈: 电流并联负反馈： 例题 电路如图Z0312所示。试估算电压放大倍数。 解：已知该电路属于电压串联负反馈组态，故，Af = Auf ，F = Fu （1）利用关系式 该电路的反馈网络等效电路如图Z0313所示，由图知： 故 （2）利用Uf ≈Ui 例题 电路如图Z0314所示，估算电压放大倍数。 解：由图可判断该电路为电流串联负反馈组态，故 Af = Agf ，F = FR （1） 利用关系式 该电路的反馈网络等效电路如图Z0315所示，由图可知 IoRe （Io = Ie） Uf = 故 由定义知 利用关系 Uf ≈Ui Io, Re ≈Ui 而 （2） Uf = 故 可见，利用这种关系求解Auf，不必进行转换。 例题 电路如图Z0316所示。试估算ArfS。 解：这是一个电压并联负反馈电路。故 Af = Arf ,F = Fg （1）利用关系式 该电路的反馈网络等效电路如图Z0316所示。由图可知： 故 而 （2）利用关系式Ii ≈ If 由电路可知：而 故从而可得： 例题 电路如图Z0317 所示。试估算AufS 。 解：该电路为电流并联负反馈组态。它的反馈网络等效电路如图Z0318 所示。由图可知: 故 而 * 方框图法分析负反馈放大电路 我们已经知道，负反馈放大电路是由基本放大电路与反馈网络组成的一个闭环系统。放大电路的输入端不仅受输入信号的控制，也受输出信号的控制。因此，除简单电路外，直接计算电路的性能指标是比较麻烦的。由负反馈原理可知，反馈放大电路的各项性能指标均与基本放大电路的性能指标有关。那么又如何求得基本放大电路的性能指标呢？在本知识单元中曾经指出，基本放大电路是指考虑了反馈网络对放大电路输入、输出回路的负载作用，而又将反馈网络分离出去的电路，显然基本放大电路输入与输出无直接关系，因而分析就比较简单。方框图法的基本思想就是拆环，即先把反馈放大电路分成基本放大电路与反馈网络两个的部分，然后分别计算，再利用负反馈基本规律求得最后结果。 方框图法的基本步骤如下： 1．从反馈放大电路中划出基本放大电路 绘基本放大电路部分时，既要除去反馈信号，又要考虑反馈网络对基本放大电路的负载作用，一般按照下述方法绘基本放大电路的输入，输出等效电路。 （1）绘基本放大电路的输入回路时，对于电压反馈，令Uo＝0，即将放大电路的输出端短路，以使反馈电压为零；对于电流反馈，令Io = 0，即将放大电路的输出端断开，以使反馈电流为零。 （2）绘基本放大电路的输出回路时，对于串联反馈，令Ii＝0，即将放大电路的输入端断开，此时便没有反馈电压加到放大电路的输入端，对于并联反馈，令Ui＝0，即将放大电路的输入端短路，此时便没有反馈电流流入反馈放大电路的输入端。 按上述方法连接绘出的输入、输出回路，如果输入端是串联反馈，输入回路中的信号源要用电压源；若输入端是并联反馈，则要用电流源，这样便得基本的放大电路。然后用等效电路法求出开环量A、Ri和Ro。 2．从反馈放大电路中划出反馈网络。 绘反馈网络的输入回路时，对电压反馈，其输入用恒压源Uo代替基本放大电路；对电流反馈，用恒流源Io代替基本放大电路，如图Z0319所示。 绘反馈网络的输出回路时，对串联反馈、将输出端开路，其开路电压即Uf；对并联反馈，将输出端短路，其短路电流即If 。求出反馈系数F从而得到反馈深度D＝1+AF 。 3．根据A、F、D求出闭环量Af、Rif、Rof及 等技术指标。 第四章 功率放大电路-概述

前面讨论的各种放大电路的主要任务是使负载上获得尽可能大的不大真电压信号，它们的主要指标是电压放大倍数。而功率放大电路的主要任务则是，在允许的失真限度内，尽可能高效率地向负载提供足够大的功率。因此，功率放大电路的电路形式、工作状态、分析方法等都与小信号放大电路有所不同。对功率放大电路的基本要求是：

（1）输出功率要大。输出功率Po = UoIo，要获得大的输出功率，不仅要求输出电压高，而且要求输出电流大。因此，晶体管工作在大信号尽限运用状态，应用时要考虑管子的极限参数，注意管子的安全。

（2）效率要高。放大信号的过程就是晶体管按照输入信号的变化规律，将直流电源提供的能量转换为交流能量的过程。其转换效率为负载上获得的信号功率和电源供给的功率之比值，即：

式中：Po 负载上获得的信号功率；PE 电源供给的功率。 （3）合理的设置功放电路的工作状态。

功放电路的工作状态有甲类、乙类、甲乙类及丙类。它们的定义如下图Z0401所示。

由于在能量转换的过程中，晶体管要消耗一定的能量，从而造成了η下降。显然，要提高η，就要设法减小晶体管的损耗。而晶体管的损耗与静态工作点密切相关。图I0401 给出了晶体管的几种工作状态及对应的输出波形。由图可见，甲类状态，iC始终存在，没有信号输入时，直流电源供给的能量全部消耗在晶体管上，这种状态的效率很低，乙类状态，没有信号输入时，iC = 0，晶体管不消耗能量，这种状态的效率较高。这就指明了提高效率的途径是降低静态工作点。

（4）失真要小。 甲类功放通过合理设置静态工作点，非线性失真可以很小，但它的效率低。乙类状态虽然效率高，但输出波形却出现了严重失真。为了保存乙类状态高效率的优点，可以设想让两个管子轮流工作在输入信号的正半周和负半周，并使负载上得到完整的输出波形，这样既减小了失真，又提高了效率，还扩大了电路的动态范围。因而在买际中得到广泛应用。

由于功率放大电路工作在大信号状态，所以对功放电路的分析多采用图解法。要确定的主要性能指标是Po 、PE 、PT（损耗）和η。

甲类单管功率放大电路

典型的甲类单管功率放大电路如图 Z0402所示。在图中Rb1和Rb2组成偏置电路；Cb、Ce为交流旁路电容；Tr1、Tr2是输入、出变压器，输出变压器Tr2其初级接晶体管的集电极，次级接负载RL，它的作用 是进行阻抗变换，使放大电路获得最佳负载，从而提高输出效率。

由图Z0402可列出其直流负载线方程： UCE = EC - IE Re GS0402

因为变压器初级的直流电阻rT很小，故

可视为短路。为了充分利用直流电源EC，功放电路中Re一般选的较小（约几Ω），其上的压降也可忽略不计，于是式GS0402为： UCE ≈ EC GS0403

它表明直流负载线是过点（EC，0）且与纵轴几乎平行的直线，如图0403所示，直流负载线与IB对应的那条输出特性曲线的交点即为Q点。 放大电路的交流负载

过Q点作斜率为的直线即得到交流负载线，如图中所示。

由于功放管处于极限运用状态，当忽略UCES 和ICEO 时，由图可见集电极电压变化的幅值Ucm ≈ EC。电流的幅值Icm = IC ，故，功率管的最大交流输出功率为：

直流电源供给的功率为：

晶体管的集电极最大效率为：

它表明甲类单管放大电路在理想情况下的效率为50％。实际应用时，为了避免输出信号失真过

大，交流动态范围不能太大，应留有充分的余地，再把变压器的损耗考虑在内，实际的效率只有

25～35％。

直流电源供给集电极的功率除输出给负载的功率Po外，其余消耗在晶体管的集电结上，即管子的损耗功率： PT＝PE - Po GS0408

静态时，Po = 0，则： PT = Pcmax＝PE＝ECIC＝2Pomax GS0409 可见，单管甲类功放电路，静态时管耗最大。

当集电极电流iC减小时，根据电磁感应定律，变压器初级线圈中的感应电压与直流电源电压EC串联相加，使管压降Ucem ≈2EC，因此，甲类功放管的最大允许集电极电压BVCER必须大于2EC。

OCL乙类互补放大电路

一、OCL乙类互补对称电路

图Z0404（a）所示电路由两个对称的工作在乙类状态的射极输出器组合而成。T1（NPN型）和T2（PNP型）是两个特性一致的互补晶体管；电路采用双电源供电，负载直接接到T1，T2 的发射极上。因电路没有输出电容和变压器，故称为无输出电容电路，简称OCL电路。

设ui 为正弦波，当ui 处于正半周时，T1

导通，T2截止，输出电流iL = iC1流过RL，形成输出正弦波的正半周。当ui 处于负半周时，T1截止，T2导通，输出电流iL = - iC2流过RL，其方向与 iC1 相反，形成输出正弦波的负半周。因此，在信号的一个周期内，输出电流基本上是正弦波电流。由此可见，该电路实现了在静态时管子无电流通过，而有信号时，T1、T2轮流导通，组成所谓推挽电路。由于电路结构和两管特性对称，工作时两管互相补充，故称\"互补对称\"电路。

OCL类互补放大电路的输出功率，直流电源供给的功率，效率及管耗的计算如下。 1．输出功率

在EC和 RL为定值时，乙类互补电路的最大输出功率为

2．直流电源供给的功率

由于 Icm1 = Icm1 = Icm 所以在输出最大功率时，两个电源供给的总直流功率为:

即

3．效率

放大电路在最大输出功率时的效率为

此结果是在输入信号足够大和忽略管予的饱和压降UCES情况下得来的，实际效率比这个数值要低些，即使如此，也比甲类工作的效率高得多。 4．管耗

互补对称放大电路在输出功率最大的情况下，两管的管耗

为

二、OCL甲乙类互补对称电路

图Z0404所示电路的缺点是当输入信号ui的瞬时值小于T1，T2 的死区电压时，三极管不导通，只有当ui 的瞬时值过越Uγ以后，管子才导通。因此两管轮流工作衔接不好，出现了一段死区，产生了所谓的\"交越失真\"，如图Z0405示。

为了避免交越失真，通常在每管的发射结上加上一定的

正向偏压，使两管在静态时都处于微导通状态，这样，当有信号时，就可使iC和uBE基本上成线性关系，消除了交越失真，如图Z0406示。此时，电路便工作在甲乙类状态。应当指出，为了提高工作效率，在设置偏压时，应尽可能接近乙类状态。

图Z0407为OCL甲乙类放大电路。T1为前置级，二极管D接在输出级的基极回路内，静态时的D两端有一定的正向压降，给T2、T3提供一个适当的正向偏压，产生相应的偏流，从而避免了交

越失真。OCL功放电路的缺点是必须采用双电源供电。

OTL甲乙类互补对称电路

图Z0408采用一个电源供电的互补对称电路，它去掉了负电源，在输出端接入一个容量较大的电容器CL，输出信号通过电容CL耦合到负载ＲL，而不用变压器，故称无输出变压器电路，简称OTL电路。 [ OTL是Output Transformarle less（无输出变压器）的缩写。]

静态时，一般只要适当调节电位器RP活动头的位置，就可使IC1、UB2和UB3适当变化，从而使UE = Ec / 2，适当选择R2的数值，前置放大级T1管的静态电流IC1在R2上产生的压降为T2和T3提供一个合适的偏置。为了使加到T2和T3 的基极信号相等，常在R2两端接上容量适当的旁路电容

C2 。R2的取值通常由实验调试决定。

当输入信号 ui处于正半周时，T3 导通，T2 截止，于是T3以射极输出的形式将信号传输给负载，同时向CL充电；在ui 处于负半周时，T2导通，T3 截止，已充电的CL 充当T2的电源，同时通过RL放电，T2 也以射极输出形式将信号传输给负载。这样就实现了双向跟随，在RL上得到完整的输出波形。只要选择RL、CL足够大，CL上电压就基本上维持Ec／2值，就可以用电容CL代替负电源的作用，只不过这时两管的工作电压是Ec ／2，而不是Ec 。

复合互补对称电路

在大功率输出级中，工作电流较大，而一般大功率管的电流放大系数都较小，因此要求有较大的基极电流，此外，大功率异型管配对较为困难。解决上述矛盾的方法通常是采用复合管。 1．复合管

复合管是由两只或两只以上的三极管组成一只等效的三极管。具体接法如图Z0409所示，从中我们可以看到如下规律：

（1）基极电流ib向管内流的等效为NPN管，如图Z0409 中（a）和（d）；ib 向管外流的等效为PNP管，如

图中（b）

和（c）。ib的流向由T1管的基极电流决定，即导电极性取决于第一只管子。 （2）若把两只管（或多只管）正确联成复合管，必须保证每只管各电极的电流，都能顺着各个管的正常工作电流方向动，否则将是错误的。

2．复合管的电流放大系数和输入电阻 由图Z0409（a）所示，复合管的总电为：

IC = Ic1 + Ic2 =β1Ib1 +β2Ib2 =β1Ib1 +β2Ie1

=β2Ib1 +β2(1+β1) Ib1 = (β1+β2+β1β2) Ib1≈β1β2Ib1=β1β2Ib

流流结

所以

可见复合管的电流放大系数近似等于每管电流放大系数的乘积。此结论也适合于其它形式的复合管。

在图Z0409（a）、（c）两种接法中，T2管的输入电阻 rbe2接于T1管射极上。因此复合管的等效输入电阻为

对于（b），（d）两种接法，复合管的输入电阻，就是T1管的输入电阻即 rbe = rbe1。 3．复合互补对称电路

复合互补对称原理电路如图Z0410 所示，T2、T4和T3、T5四管组成复合互补对称电路。当输入信号ui的负半周，T2导通，T3截止，信号经T2、T4放大后，通过CL加到负载RL上，并对CL 进行充电；当输入信号ui 的正半周，T2截止，T3 导通，信号经过T3、T5放大后，通过CL加到负载RL 上，CL 放电。结果在负载RL上就得到被放大了的全波信号。

图中Re4、Re5为发射极稳定电阻，Re2、Re3 是穿透电流的分流电阻，也是T4、T5的偏置电阻，

R2是T2、T3的偏置元件，C2对交流短路；推动管T1 的静态电流IC14流过电阻R2，在其两端产生直流压降，供给T2、T3 基极与发射极之间合适的正向偏压，以消除输出波形的交越失真。Rc1 既是推动管T1的集电极负载电阻，也是复合管T2的偏置电阻。Rb1是T1的偏置电阻，又是直流负反馈电阻，用以稳定工作点，同时对输出信号形成电压并联负反馈，使放大电路稳定，改善输出波形。C3、R1组成自举电路，使UD＞Ec，保证有足够的基极电流来推动T2、 T4，使其充分导电，以便得到最大峰值输出电压 Uom ≈ Ec / 2。静态时，UD=Ec - Ic1R1 ，而UA= Ec / 2子，因此，电容C3充电到两端电压 UC3 = UD - Ec /2 = Ec / 2 - UR3≈Ec / 2

当时间常数τ＝C3R1足够大时，UC3基本上保持常量，不随Ui而变化。输入电压为负时，T2、 T4 导通，UA将由Ec／2向更正的方向变化，由于UD = UC3 + UA，显然，随着UA的升高D点电位也自动提高。当UA变到Ec时，UD可达到Ec ／2＋Ec ＝3 Ec ／2，这时，相当于D点用了一个3Ec／2的电源供电。这种利用C3、R1将D点电位自动提高的电路称为自举电路。电阻R1的作用是把D点和电源Ec隔开，为D点电位的升高创造条件。

互补对称电路具有结构简单，效率高、频率响应好，易于集成化、小型化等优点，因而获得了广泛的应用。但是在这种电路中，负载电阻的阻值需在一定的范围内，当负载电阻较大或较小时管子定额很难满足要求。

为了妥善地解决上述矛盾，可利用变压器进行阻抗变换，从而构成变压器耦合功率放大电路。

变压器耦合推挽功率放大电路

一、电路特点

变压器耦合推挽功率放大电路如图Z0411所示。其特点是： （1）T1和T2，由两个NPN同型号并且特性完全相同的管子组成； （2）利用变压器原、副边匝数比的不同实现阻抗变换，将实际的负载电阻RL通过原、副边的匝数比（n = N1 / N2），变换成所需要的等效电阻

；

（3）为了减小交越失真，静态时利用基极偏置电路，使T1和T2 具有较小集电极电流IC1＝IC2。由于输出变压器原绕组两部分（N1 和N2 ）的绕向一致，而IC1和IC2的流向相反，故绕组的直流磁势IC1 N1 - IC2 N2=0，即铁芯中无磁通，工作时不致产生磁饱和现象。这是它的主要优点之一。 二、工作原理

静态时，iL = 0，无功率输出。因为无输入信号（ui = 0）时，IC1和IC2很小，电源供给的直流功率也很小。

当输入正弦信号电压ui时，则通过输入变压器Tr1将使T1和T2基极得到一个大小相等而极性相反的信号电压ui1和 ui2。当ui为正半周时，由变压器的同名端可知ube1为正，ube2为负。于是T1导通，T2截止。此时，输出变压器Tr2的原边上半边绕组有集电极电流iC1流过，而下半边绕组无电流，iC2 =0。同理，在ui 的负半周时，情况正好相反，T1 截止，T2导通。Tr2原边上半边绕组无电流通过，而下半边绕组有电流。于是在一个周期的两个半周内。iC1、iC2轮流通过Tr2的原边上下两半绕组，而且大小相等，相位相反。因此，Tr2 的副边将有一个较完整的正弦波iL通过通过负载RL 。

变压器耦合推挽功率放大电路与互补对称功放电路比较，前者虽然解决了负载与放大电路输出级的阻抗匹配问题，但其体积大、笨重、频带窄、不便于集成等缺点了它的使用范围。

直接耦合放大电路中的零点漂移

一、零点漂移现象及其产生的原因

零点漂移是指当放大电路输入信号为零时，由于受温度变化，电源电压不稳等因素的影响，使静态工作点发生变化，并被逐级放大和传输，导致电路输出端电压偏离原固定值而上下漂动的现象。显然，放大电路级数愈多、放大倍数愈大，输出端的漂移现象愈严重。严重时，有可能使输入的微弱信号湮没在漂移之中，无法分辩，从而达不到预期的传输效果，因此，提高放大倍数、降低零点漂移是直接耦合放大电路的主要矛盾。

产生零点漂移的原因很多，如电源电压不稳、元器件参数变值、环境温度变化等。其中最主要的因素是温度的变化，因为晶体管是温度的敏感器件，当温度变化时，其参数UBE、β、ICBO都将发生变化，最终导致放大电路静态工作点产生偏移。此外，在诸因素中，最难控制的也是温度的变化。 温度变化产生的零点漂移，称为温漂。它是衡量放大电路对温度稳定程度的一个指标，定义为：

大电路总的电压放大倍数，△To（℃）为温度变化量。 二、抑制零点漂移的措施

即温度每升高1℃时，输出端的漂移电压△Uop折合到输入端的等效输入电压△Uip 。式中Au为放

抑制零点漂移的措施，除了精选元件、对元件进行老化处理、选用高稳定度电源以及用第二单元中讨论的稳定静态工作点的方法外，在实际电路中常采用补偿和调制两种手段。补偿是指用另外一个元器件的漂移来抵消放大电路的漂移，如果参数配合得当，就能把漂移抑制在较低的限度之内。在分立元件组成的电路中常用二极管补偿方式来稳定静态工作点。在集成电路内部应用最广的单元电路就是基于参数补偿原理构成的差动式放大电路。调制是指将直流变化量转换为其它形式的变化量（如正弦波幅度的变化），并通过漂移很小的阻容耦合电路放大，再没法将放大了的信号还原为直流成份的变

化（有关调制的概念将在第九单元中讨论）。这种方式电路结构复杂、成本高、频率特性差。

基本差动放大电路

差动放大电路也称差分放大电路，是一种对零点漂移具有很强抑制能力的基本放大电路。差动放大原理电路如图Z0501所示。它由两个对称的共射极基本放大电路

组成：其中，T1、T2是两个特性完全相

同的晶体管、Rb1=Rb2、称结构在当前集成电路工艺

Rc1 = Rc2、Rs1＝Rs2。这种理想的对

方式称为双端输入-双端输出方式。

由图可见，当输入端短路时，输出电压为：

方面是基本上可以接近的。图示电路中，信号从两管的基极输入，从两管的集电极输出，这种连接

UO = UC1 - UC2 = （Ec - IC1RC1）- （Ec - IC2RC2）= （IC2 - IC1）RC 由于电路对称，IC1 = IC2，则输出电压等于零。

当温度变化时，因两管电流变化规律相同，两管集电极电压漂移量也完全相同，从而使双端输出电压始终为零。也就是说，依靠电路的完全对称性，使两管的零点漂移在输出端相抵消，因此，零点漂移被抑制。

图所示电路仅是差动放大电路的雏型，它还存在许多问题，不能作为实用电路。其原因是：（1）要做到电路完全对称，是十分困难的，甚至是不可能的；（2）若需要从某个管子集电极输出（单端输出）时，则输出零点漂移仍然很大；（3）单端输出漂移大，会影响下一级直流工作状态。

基本差动放大电路如图Z0502所示。它是在图Z0501电路的基础之上增加了一个公共的发射极电阻Re。图中Rw为调零电位器，调整它可以使IC1 = IC2 。辅助电源 - Ec 的作用是补偿Re上的直流压降，以保证管子有合适的静态工作点。此外，采用双电源供电，可以使UB1＝UB2≈0，从而使电路既能适应正极性输入信号，也能适应负极性输入信号，扩大了应用范围。

基本差动放大电路抑制零点漂移的原理

图Z0502电路保持了图Z0501电路高度对称的特点，这是抑制零点漂移的条件之一，重要的是电阻Re对零点漂移有很强的负反馈作用。

由于电路对称，所以，IC1 = IC2，IE1 = IE2，流过Re 的电流为IE＝2 IE1 。当电源电压波动或环境温度发生变化时，管子的电流也随之变化，产生温度漂移，此时将发生如下过程：

可见，由于Re的负反馈作用，即使温度变化时，管子集电极电流也能保持稳定，从而使每个管于输出端的漂移都得到了抑制。显然，Re越大，负反馈作用越强，抑制零点漂移的能力也就越强，无论是双端输出还是单端输出零点漂移都能得到抑制。

基本差动放大电路的静态分析

Ui = 0时，图Z0502

电路的等效直流通路如图Z0503（a）所示。由于电路结构对称，计算静态工作点时，可从半边等效电路着手，图Z0503

（a）的半边电路等效过程如图Z0503（b）。这里画等效电路的关键是对Re 的处理。因为Re 可等效为两个阻值为2Re 的电阻的并联，以及等电位点（A、B）之间无电流，从而又可将并联的2Re 分开，这样便将电路分成了两半，如图Z0503（c）所示。这里假定了Rw滑动头处于中间位置。

计算静态工作点可从基极回路开始，由图Z0503（c）可得：

一般情况下，上式前两项较第三项小的多，可以忽略，从而可得

因IE1 =IE2 = IE ／2，由GS0502式可见，IE≈ EE／Re，这表明差动放大电路中Re有恒流作

用，当电路中Re 、EE确定后，工作点就确定了，射极总电流 IE也就确定了。当温度变化时，IE基本上是稳定的，且Re 与EE越大，对应同样的温漂（ △UBE），IE变化越小，电路工作点越稳定。

基本差动放大电路的动态分析

一、差模放大倍数

若输入到图Z0502电路中，差分对管（T1、T2）基极的信号电压Ui1、Ui2大小相等、极性相反，

这种输入方式称为差模输入方式，所加信号称为差模信号，常用Uid表示，Uid = Ui1 - Ui2，

。差动放大电路对差模信号的放大能力用差模放大倍数表示：

设单管放大电路的放大倍数为Au1、Au2，由于电路对称，Au1=Au2 ，则差动放大电路的输出电压为：

Uod = Uo1 - Uo2 = Au1Ui1 - Au2Ui2 = Au1（Ui1 - Ui2） GS0505

即输出电压与输入电压之差成比例，故称差分放大电路。

在差模输入时，Ui1 - Ui2 = Uid ，由式GS0504和式GS0505可得：

这表明差动放大电路双端输入一双端输出时的差模电压放大倍数等于单管放大电路的放大倍数。 计算差模放大倍数，可采用第二单元中介绍的微变等效电路分析法。先画出图Z0502电路的交流等效电路，如图Z0504所示。这里要注意两点，一是由于Ui1 = - Ui2 = Uid ／2，则 Ie1 = Ie2，流过Re的差模信号电流为零，因此，Re对差模信号相当于短路，这与单管放大电路中的Re不同；二是由于Ui1 = - Ui2 ，且电路对称，UC1升高多少，UC2就下降多少，RL的中点电位保持不变，对应于交流地电位为零。因此，半边交流等效电路如图Z0504（b）所示。将图中三极管用简化h参数等效电路代替，便可求得单管放大电路的放大倍数，即：

若输出信号取自图Z0502电路某一管的集电极即单端输出方式，此时，输出信号有一半没有利用，即Uod = Uo1（双端输出时Uod = 2Uo1 ），放大倍数必然减小

一半，故：

（单端输出：T1集电极输出） GS0508

二、共板抑制比CMRR

若图Z0502电路输入端输入一对相位相同，大小相等的信号，这种输入方式称为共模输入方式。所加信号称为共模信号，用Uic表示，Uic = Ui1 = Ui2。温度变化，电源电压波动等引起的零点漂移折合到放大电路输入端的漂移电压，相当于输入端加了\"共模信号\"，外界电磁干扰对放大电路的影响也相当于输入端加了\"共模信号\"。可见，共模信号对放大电路是一种干扰信号，因此，放大电路对共模信号不仅不应放大，反而应当有较强的抑制能力。

图Z0502电路，双端输出时，若电路完全对称，则 UOC = UO1 - UO2 = 0，共模信号被完全抑制掉。若电路对称性稍差，则由于共模输入时，引起两管电流变化是同相的，通过Re的电流约为单

管射极电流的两倍，Re对共模信号将产生很强的负反馈作用，使共模信号仍能得到较强的抑制。 对共模信号而言，图Z0502电路的等效电路如图Z0505所示。其中图（b）为半边等效电路。由于Re仅对共模信号产生负反馈，而对差模。信号没有影响，故称之为共模负反馈电阻。电路中一般都将 Re选的很大，以对共模信号引入深度负反馈。根据深度负反馈放大电路的计算方法（Xi≈Xf ）可由图示电路算出单端输出时的共模放大倍数： Ui≈Uf = Ie（2Re + 1／2Rw）≈2 Re

Ie

Uo = IoRc = - IeRc 可得：

（单端输出时的共模放大倍数） GS0509

只要2Re>?/font>Rc，则Auc（单）<1，电路对共模信号就有较强的抑制能力。

为了衡量差动放大电路对差模信号的放大和对共模信号的抑制能力，引入\"共模抑制比\"这一指标。定义为：

CMRR越大，说明差动放大电路的质量越好。 双端输入-双端输出时，若电路完全对称，则 它表明对称性越高，抑制比越高。

双端输入-单端输出时，

它表明Re越大，共模负反馈越强，共模抑制比越高。 三、输入电阻和输出电阻

差动放大电路的差模输入电阻是指差模输入时，从两输入端看进去的等效电阻，由图I0544（a）的微变等效电路即可求得：

共模输入电阻是指共模输入时，从输入端看进去的等效电阻，由图I0545（a）画出微变等效电路可得：

电路的输出电阻是从放大器输出端看进去的电阻。当从双端输出时，其差模输出电阻为：

ro（双）＝2Rc ro （单）＝Rc

GS0515

单端输出时，其差模输出电阻为：

GS0516

例题0401已知：图Z0502电路中，Rc＝30kΩ，Rs＝5kΩ，Re＝20kΩ，Ec＝EE＝15V，RL = ∞；二极管的β＝50、rbe = 4kΩ。

（1）试求双端输出时的差模放大倍数Aud（双）；

（2）若电路改为从T1管集电极单端输出，试计算此时的 Aud（单）、Auc（单）、CMRR； （3）若T1、T2发射极接入调零电位器Rw＝200Ω、其滑动端处于中间位置，则单端输出时的

Aud（单）、Auc（单）、CMRR各为多少？

解：（1）双端输出时的放大倍数为： （2）单端输出时，Aud（单）=

（双）

（3）接入RW后，它对共模信号和差模信号均产生负反馈作用，从而使| Aud| 、|Auc| 均下降。当单端输出时：Aud（单）= -5.32 由于2Re>Rw ／2 ，Auc（单）几乎不变，即Auc（单）≈-0.75，CMRR≈71。

差动放大电路的改进

由式GS0512可知，要想提高差动放大电路的共模抑制比，就要增大共模负馈电阻

Re，但增大Re会使其直流压降增大，要保持合适的静态工作点，EE就要增大很多，

这显然是不经济的。

恒流源电路具有输出电阻很高而直流压降较小的特点，若用恒流源电路代替图Z0502电路中的Re，就可在EE不高的情况下，获

得很高的共模抑制比。图Z0506（a）就是一个带有恒流源的差动放大电路，图（b）是它的简化表示。

图中，T3是恒流管，R1、R2、D是它的偏置元件，Re是负反馈电阻，用以提高恒流源电路的输出电阻。由于偏置电路一定，IB3就随之确定，IC3=βIB3，也就确定（T3管工作在放大区）当UCE3变化

时，由于IC3几乎不变，则等效交流电阻

将很高而保

证T3工作在放大区所需的UCE3 并不高，一般只要UCE3 ≥1V即可。 对恒流源差动放大电路进行静态分析时，应从恒流源电路着手，先确定出IC3，进而可确定出IC1=IC2=IC3/2及 UC1=UC2=EC -

IC1RC（对地）等。关于差模放大倍数、共模放大倍数及共模抑制比

的计算方法同前面介绍的方法一样，仅是用恒流源的输出电阻替代了

Re。

例题0502 图Z0507是某集成电路的输入级原理电路。已知三极管的β均为100，三极管的UBE和二极管的压降UD均为0.7V，Rc= 7.75kΩ，RL =11.2kΩ，Rb1 = 1.5kΩ，Rb2 = 3.2kΩ，Re = 2.2kΩ，EC = EE = 6V

（1）估算静态工作点Q；（2）估算差模放大倍数；（3）估算差模输入电阻rid和差模输出电阻

ro 。

解：（1）若忽略T3管的基极电流，则流过Rb1 的电流为：

流过T3管发射极的电流为

自此可得：

（2）双端输出时的差模放大倍数为：

式中，

所以双端输出时的差模放大倍数 Aud = - 58.9

（3）差模输入电阻和输出电阻分别为：

rid= 2rbe = 2×5.6 = 11.2kΩ ro = 2RC = 2×7.75 = 15.5 kΩ

在实际应用中，差动放大电路还有单端输入-双端输出及单端输入-单端输出等连接方式，其原理可参阅有关资料自行分析。

集成电路的特点 集成电路一般是在一块厚0.2～0.5mm、面积约为0.5mm的P型硅片上通过平面工艺制做成的。这种硅片（称为集成电路的基片）上可以做出包含为十个（或更多）二极管、电阻、电容和连接导线的电路。 一、集成电路中元器件的特点 与分立元器件相比，集成电路元器件有以下特点： 1. 单个元器件的精度不高，受温度影响也较大，但在同一硅片上用相同工艺制造出来的元器件性能比较一致，对称性好，相邻元器件的温度差别小，因而同一类元器件温度特性也基本一致； 2. 集成电阻及电容的数值范围窄，数值较大的电阻、电容占用硅片面积大。集成电阻一般在几十Ω～几十 kΩ范围内，电容一般为几十pF。电感目前不能集成； 3. 元器件性能参数的绝对误差比较大，而同类元器件性能参数之比值比较精确； 4. 纵向NPN管β值较大，占用硅片面积小，容易制造。而横向PNP管的β值很小，但其PN结的耐压高。 二、集成电路的设计特点 由于制造工艺及元器件的特点，模拟集成电路在电路设计思想上与分立元器件电路相比有很大的不同。 1. 在所用元器件方面，尽可能地多用晶体管，少用电阻、电容； 2. 在电路形式上大量选用差动放大电路与各种恒流源电路，级间耦合采用直接耦合方式； 3. 尽可能地利用参数补偿原理把对单个元器件的高精度要求转化为对两个器件有相同参数误差的要求；尽量选择特性只受电阻或其它参数比值影响的电路 集成电路恒流源 恒流源电路是指能够输出恒定电流的电路。它具有很高的动态输出电阻，在集成电路中，广泛地应用于晶体管的偏置电路、差动放大电路的射极电路、直流电平移动电路、放大电路的负载等。恒流源电路形式较多，这里仅讨论其中最基本的几种。 一、基本恒流源电路 基本恒流源电路如图Z0601所示。在集成电路中，T1、T2 是相邻的晶体管，因此它们的性能参数基本相同。R与T1管串联作T2管的偏置电路，并提供基准电流IR。T1管的集电极与基极连接在一起，UCB＝0，它工作在临界饱和状态，IC1 = βIB1仍成立，因此，可以认为T1、T2均工作在线性区。因为UBE1 = UBE2，故有IB1 = IB2，IC1 = IC2，由图可知： 从而可得： 若β>2，则有： 它表明T1、T2管具有电流\"镜像\"关系。这种恒流源电路也常称为\"镜像\"恒流源电路。 由于UBE与温度有关，所以，这种恒流源受温度影响较大；此外，当β值不高时，IC2与IR之间误差较大，电路的镜像特性变差。因此，在此电路的基础上出现了多种改进形镜像恒流源电路。 二、微电流恒流源电路 集成电路中某些放大电路往往要求提供微弱的偏置电流，以提高输入阻抗，减小失调等。上述电路IC2 较大，要减小IC2 就要增大R，而集成电路工艺不允许使用高阻值电阻。这就需要从电路结构上改进。改进后的电路如图Z0602所示，它是在图Z0601的基础上增加了一个射极电阻Re。 当IR一定时，UBE1 - UBE2 = △UBE = IE2Re2，从而可得： 因△UBE较小，用阻值不大的Re2 就可获得微小的工作电流。此外，由于Re2的电流负反馈作用，使得这种电路输出电流的稳定性得以提高。 三、多路恒流源电路 在集成电路中，常常要用到多个恒流源，这时可将恒流源电路改接成图Z0603所示的组合形式。 图中，R与T2管相串联，提供基准电流IR，并建立T1、T3、T4管的偏置电压。T2与T1，T2与T3分别组成微电流源，按微电流源电流分配原则分配电流；T2 与T4组成镜像电流源，IC4＝IR 。 因为，只要满足UCE ≥ 1V，就能使恒流管工作在放大区从而具有恒流特性，所以，恒流源两端的直流压降较小，直流电阻UCE / IC也就较小。而当UCE变化时，IC基本上不变，所以，交流电阻很大。 以上讨论的是NPN型管组成的恒流源电路，如果需要的电流方向相反，则可选用PNP型管组成恒流源电路。 有源负载的基本概念 利用恒流源代替放大电路中的负载，就构成有源负载放大电路。这种放大电路不仅单级电路电压放大倍数高，还可以改善放大电路的其他性能。因此，这种有源负载放大电路已成为模拟集成电路设计特色之一。 图Z0604是有源负载共射放大电路的基本形式。图中T是共射放大级，PNP型管T1 、T2及电阻组成恒流源电路。此时，放大电路的负载为有源器件T2，故称为有源负载放大电路。 由于 为恒流源输出电阻ro与负载电阻RL的并联值，只要RL足够大，这种电路的电压放大倍数可高达几千倍。而且放大倍数与负载两端直流压降（或Ic）无关。 图Z0605是带恒流源负载的差动放大电路。图中，T1 、T2组成带恒流源的差动放大电路，T3、T4 组成镜像恒流源电路，作为差动放大电路的有源负载。这种差动放大电路不仅电压放大倍数大，而且共模输入电压范围也大。 当uid输入时，T1 管集电极电流为IC1，T2 管集电极电流为 - IC2，且- IC2 = IC1 ；当T1管集电极电流增加的同时，T3 管电流必然也增加，且IC1 = IC3；由于IC3与IC4 为镜像关系，即IC3= IC4，这样流过负载的电流 IL = IC4 - IC2 = IC3- IC2= IC1- IC2 = 2 IC1；即负载中得到的是单端输出信号电流的两倍，也就是等于双端输出时的信号电流。这表明恒流源负载差动放大电路还能在不降低放大倍数和共模抑制比的前提下，将双端输出变为单端输出，实现单端化。 集成运放的典型电路及参数 集成运算放大电路一般由输入级、中间级、输出级和偏置电路组成，如图Z0606 所示。为了对集成运放内部电路有一个基本了解，本知识点以典型的集成运算放大电路F007为例，介绍集成运算放大电路的组成、工作原理及主要参数。 典型集成运放F007电路简介 F007属第二代集成运放，它的电路特点是：采用了有源集电极负载、电压放大倍数高、输入电阻高、共模电压范围大、校正简便、输出有过流保护等。它的原理电路如图Z0607所示 一、偏置电路 偏置电路的作用是向各级放大电路提供合适的偏置电流，决定各级的静态工作点。F007的偏置电路由T8～T13组成。基准电流由T12、R5、T11，和电源EC（15V）、EE（- 15V）决定： T10、T11和R4组成微电流源电路，提供输入级所要求的微小而又十分稳定的偏置电流，并提供T9所需的集电极电流，即IC10＝IC9 ＋2IB3；T8与T9 组成镜像恒流源电路，提供T1、T2的集电极电流，即IC1＋IC2＝IC9，T12与T13组成镜像恒流源电路，提供中间级T16、T17的静态工作电流，并充当其有源负载。 二、输入级 输入级对集成运放的多项技术指标起着决定性的作用。它的电路形式几乎都采用各种各样的差动放大电路，以发挥集成电路制造工艺上的优势。F007的输入级电路是由T1～T7组成的带有恒流源及有源负载的差动放大电路。有源负载是由T5，T6、T7及R1、R2、R3组成的改进型镜象恒流源电路。用它作差动放大电路的有源负载，不仅可以提高电压放大倍数，还能在保持电压放大倍数不变的条件下，将双端输出转化为单端输出。 T1～T4组成共集一共基型差动放大电路。其中，T1、T2接成共集电极形式，可以提高电路的输入阻抗，同时由于UC1＝UC2 = EC - UBE8，，因而共模信号正向界限接近EC，即提高了共模信号的输入范围；T3、T4，组成共基极电路，具有较好的频率特性，同时还能完成电位移动功能，使输入级输出的直流电位低于输入直流电位，这样后级就可直接接NPN型管；由于PNP型管的发射结击穿电压很高，这种差动放大电路的差模输入电压也很高，可达30V以上，此外，共基极电路输入电阻较小，而输出电阻较大，有利于接有源负载，并起到将负载与NPN管隔离开的作用。 三、中间级 中间级电路的主要任务是提供足够大的电压放大倍数，并向输出级提供较大的推动电流，有时还要完成双端输出变单端输出，电位移动等功能。F007的中间级是由复合管T16、T17和电阻R6组成的共发射极放大电路，T12、T13组成的镜象恒流源作为它的有源负载，因而可以获得很高的电压放大倍数。R6起电流负反馈作用可以改善放大特性。 四、输出级 输出级的作用是向负载输出足够大的电流，要求它的输出电阻要小，并应有过载保护措施。输出级大都采用互补对称输出级，两管轮流工作，且每个管于导电时均使电路工作在射极输出状态，故带负载能力较强。F007输出级采用的就是由T14和复合管T18、T19组成的互补对称电路。R7、R8和T15组成电压并联负反馈偏置电路，使T15的c、e两端具有恒压特性，为互补管提供合适而稳定的偏压，以消除文越失真。 D1、D2和R9、R10组成过载保护电路，正常工作时，R9、R10上的压降较小，D1、D2均处于截止状态，即保护电路处于断开状态，一旦因某种原因而过载，T14及复合管的电流超过了额定值，则R9、R10上的压降明显增大，D1、D2将导通，从而对T14和T15的基极电流进行分流，了输出电流的增加，保护了输出管。 集成运放的新产品不断出现，它们的性能更加优越，除通用型集成运放外，还出现了一些专用集成运放。 集成运放作为一个有源放大器件应用于实际电路时，常用图Z0608所示符号表示。它有两个输入端、一个输出端。大箭头表示信号传输方向。当信号从反相端输入时，输出电压与输入电压成反相关系，当信号从同相端输入时，输出电压与输入电压同相。 集成运放的主要技术参数 评价集成运放好坏的参数很多，它们是描述一个实际运放与理想放大器件接近程度的数据，这里仅介绍其中主要的几种。 一、输入参数 1．输入失调电压UO及其温漂 在室温及标准电源电压下，为了使静态UO = 0，而在输入端需要加的补偿电压值称为UOS，它反映电路中的对称程度和电位配置情况。典型值为2mV 。 是在指定温度范围内UOS随温度变化的平均变化率。是运放电压漂移特性的量度。单位μV／℃，一般为0.3～30μV／℃。 2．输入偏置电流IB IB是在室温及标准电源电压下，以理想恒流源驱动两输入端，使UO＝0时的两个输入端电流的平均值，即 IB＝（IB1＋IB2 ）／2。通常，IB为0.1～10μA 。 3．输入失调电流 IOS及其温漂 IOS是指在UO = 0时，两输入端静态电流之差，即IOS＝IB1 - IB2 ，一般为0.5～5μA 。 是在指定温度变化范围内，IOS随温度的变化率。其值为3pA／℃～ 50nA／℃。 二、差模特性参数 1．开环差模电压放大倍数Aod及其频率特性。 Aod 是指在标准电源及规定负载凡下的开环差模电压放大倍数。|Ad（jω）| 下降到直流差模电压放大倍数Aod 的时所对应的频率为fH 。 2．最大差模输入电压Uidm Uidm是指两个输入端之间所能承受的最大电压差值。超过该值，输入级某一侧将出现PN结反向击穿现象。 3．差模输入电阻rid rid是在室温下，开环运放两输入端之间的差模输入信号的动态电阻。双极型管输入级rid在几十kΩ ～几MΩ ；场效应管差动输入级rid可达108Ω以上。 三、共模特性参数 1．最大共模输入电压Uicm Uicm是共模输入电压范围。是在标准电压下，两输入端相同电位时的最大输入电压值。一旦超过Uicm ，则CMRR将明显下降。 2．共模输入电阻ric ric 是指室温下，每个输入端到地的共模动态电阻。 3．共模抑制比CMRR CMRR定义为运放开环差模电压放大倍数与其共模电压放大倍数之比，即 或 它等于差动输入级的CMRR，典型值为80dB以上。 四、大信号动态参数 1．转换速率SR SR表示运放对大信号阶跃输入有多快的反应能力，是在额定大信号输出电压时，运放输出的最大变化速率，即 。 2．全功率带宽fpp fpp是指在正弦输入且运放接成电压跟随器组态时，在额定输出电流Iom及规定失真条件下的额定输出电压Uom所对应的带宽。 其他参数可查阅有关集成电路手册。 概 述 集成运放作为通用性很强的有源器件，它不仅可以用于信号的运算、处理、变换和测量还可以用来产生正弦或非正弦信号，不仅在模拟电路中得到广泛应用，而且在脉冲数字电路中也得到日益广泛的应用，因此，它的应用电路品种繁多，为了分析这些电路的原理，必须了解运放的基本特性。 一、集成运放的开环差模电压传输特性 集成运放在开环状态下，输出电压UO与差模输入电压 Uid = U- - U+ 之间的关系称为开环差模传输特性。理论分析与实验得出的开环差模传输特性曲线如图Z0609所示。 曲线表明运放有两个工作区域：线性区（阴影部分）和非线性区（阴影两侧区域）。在线性区内： UO = Aod（U- - U+），即输出电压与输入电压成线性关系。由于Uomax有限，而一般运放的开环电压放大倍数Aod又很大，所以，线性区域很小。应用时，应引入深度负反馈网络，以保证运放稳定地工作在线性区内。 在非线性区内，UO 与Uid无关，它只有两种可能取值，即正向饱和电压＋Usat（U+ ＞U- ）和负向饱和电压 - Usat（U-＞U+）。 两种区域内，运放的性质截然不同，因此在使用和分析应用电路时，首先要判明运放的工作区域。 二、理想运放的两个重要特性 为了突出主要特性，简化分析过程，在分析实际电路时，一般将实际运放当作理想运放看待。所谓理想运放是指具有如下理想参数的运放： 开环电压放大倍数 Aod = ∞ 输入电阻 rid = ∞ 输出电阻 ro＝0 频带宽度 B＝∞ 共模抑制比 CMRR＝∞ 输入偏置电流 IB1＝IB2＝0 失调和温漂等均为零。 理想运放是不存在的，然而，随着集成电路工艺的发展，现代集成运放的参数与理想运放的参数很接近。实践表明用理想运放作为实际运放的简化模型，分析运放应用电路所得结果与实验结果基本一致，误差在工程允许范围之内。因此，在分析实际电路时，除要求考虑分析误差的电路外，均可把实际运放当作理想运放处理，以使分析过程得到合理简化。 工作在线性区域的理想运放具有两个重要特性： 1. 理想运放两个输入端的电位相等。因为U--U+=UO／Aod，而Aod ＝∞ ，UO为有限值，故有: U- = U+ GS06004 2. 理想运放的输入电流为零，这是由于rid = ∞，所以有： Ii＝0 GS06005 这两条特性大大简化了运放应用电路的分析过程，是分析运放工作在线性区域的各种电路的基本依据，这两条特性常用\"虚短\"这个概念来概括。所谓\"虚短\"，是指对电压而言，两个输入端是短路的；但对电流而言，两个输入端却是开路的。 运放在工作时都带有一定的正反馈或负反馈网络，因此，分析时首先要判别运放的工作状态。判别工作状态的依据是： （1）若U-＞U+，则运放工作在线性区； （2）若U+≥U-，则运放工作在非线性区。 理想运放工作在非线性区时，也有两个基本特性： （1）运放的输入电流为零，即Ii＝0； （2）输出电压有两种可能取值： U-＞U+ 则UO = - Usat U+ ＞U- 则UO = Usat U+ = U-只是两个状态的转换点。 综上所述，分析运放应用电路时，先将实际运放视为理想运放，然后，判别运放的工作状态，最后，按各个区域的特性结合电路分析理论进行分析计算。 运放的基本连接方式 如同三极管放大电路有三种基本组态一样，各种复杂的运放应用电路也可划分为几种最基本的组态（或称连接方式），掌握了这几种组态的分析方法及其主要特性，就可分析更为复杂的电路。 一、反相输入组态 电路连接方式如图Z0609所示。输入信号通过R1加到运放的反相输入端，输出信号通过负反馈电阻Rf也加到反相输入端，从而在反相输入端实现电流相加（I1 = Ii + If ），即引入电压并联负反馈，这种类型的应用电路称为反相输入组态。图中Rp为输入平衡电阻，Rp 应选为R1∥Rf 。 根据工作在线性区运放的基本特性可得：U+ = U- = 0，I1 = If 而 故有： 电压放大倍数： 由GS0606式可知，这种组态电路的输出电压与输入电压反相且成比例（有时称为反相比例器），其基本功能是实现比例运算。当Rf = R1时，UO = - UI 实现了反相功能（称为反相器或反号器）。 二、同相输入组态 电路如图Z0610所示，输入信号加到同相输入端，反馈信号通过Rf 、 R加到反相输入端（引入负反馈），从而在输入端实现电压相加（U+ = Uid + U-），即引人电压串联负反馈，这类电路称为同相输入组态。 根据U+ = U-及Ii＝0，对图示电路可得： 从而可得： 电压放大倍数为： 由GS0608 式可知，输出电压与输入电压同相且成比例，实现了同相比例运算。 当Rf = 0，R = ∞时，Auf ＝1，这种电路称为电压跟随器，它具有电压放大倍数等于1，输入阻抗高、输出阻抗低的特点，广泛用作隔离或缓冲电路。 三、差动输入组态 基本差动输入组态电路如图Z0611所示。相位相关的两个信号Ui1、Ui2分别通过R1、R2加到反相端和同相端。输出信号通过与R3匹配的电阻Rf反馈到反相输入端，从而构成闭环负反馈电路。这种组态对差模特性，虽然可以等效为同相组态与反相组态的迭加，但它的共模特性具有反相组态与同相组态不可包含的特殊性。因此，把它看作是运放应用的基本组态之一。它可以由一块运放组成，也可由两块以上的运放组成。为了保证输入端平衡工作和提高共模抑制比，选取电路参数R1= R2 ，R3＝Rf 。 根据Ii＝0，利用叠加原理可得： 再由U+ = U-，根据上两式可得： 整理可得： 可见输出电压与输入电压之差成比例，实现了差动比例运算。 四、开环比较组态 运放应用，除上述工作在线性区的3种组态外，还有一个非线性应用的基本组态。这种组态的电路如图Z0612 所示。通常一个输入端接基准电压，另一个输入端的输入信号与基准电压相比较，根据比较结 果，输出电压产生跃变。DZ1、DZ2是稳压管，它们的作用是输出电压的幅度，从而使 Ui ＞ ER时，UO = - UZ Ui ≤ ER时，UO = UZ 式中UZ 为稳压管的工作电压。 集成运放在信号运算方面的应用 一、加法器 图Z0613 电路具有对输入信号相加的功能。根据理想运放的基本特点可得： 显然，电路可将输人信号按一定的比例进行相加运算，故称之为加法器。当R1 = R2 = R3 = Rf时，上式简化为 UO = －（ Ui1+Ui2+Ui3 ） 二、微分器 电路如图Z0614所示，根据U+ = U-及Ii＝0可得： U+ = U- ＝0 iC＝if 因故有： ， 可见输出电压与输入电压的微分成比例，实现了微分运算。 三、积分器 积分运算电路如图Z0615所示。由图可得： 从而可得： 可见输出电压与输入电压的积分成比例，实现了积分运算。 四、对数及反对数运算器 根据半导体PN结的伏安特性，可以实现对数及反对数运算。 图Z0616（a）为对数运算器电路。在UCB≥ 0，UBE＞0的条件下，IC与UBE 相当宽的范围内有精确的对数关系。即 ，从而有 由 代入上式则有： 这表明该电路输出电压与输入电压的对数成比例，实现了对数运算功能。 同理，由图Z0616（b）可得： 这表明该电路输出电压与输入电压的指数成比例，实现了指数运算功能，也即实现了反对数运算的功能。 利用前述几种运算器的组合还可以实现乘、除、乘方等运算。这几种运算器都是模拟计算机中的基本单元。 例题： 利用加法器和积分器求解微分方程： 式中uo是由 所产生的输出电压，设全部初始条件为零。 解：利用积分器解微分方程的思路是：把变量对时间的高次微商项多次积分，直至得到变量，同，再积分得uo ，而时通过选择电路参数满足方程式中所给系数。本题；即对、 uo 及积分得又可由求和得到。据此，原方程可变形为： 两边积分有： 采用求和积分器实现上式运算，电路如图Z0617所示。图中A1为求和积分器，对方程右边三项积再次积分便得到 -uo，A3为反相器，输出即为uo在运算操作时，先将后，可用示波器观察分后得出，A2对K1、K2接通一下，使C1、C2放电，从而实现初始条件。当加入uo的波形，这就是所给微分方程的解。 关于运放非线性状态的应用仅举下例加以说明。 例题：方波产生器的基本电路如图Z0618所示。试分析其产生方波的原理。 解：由图可见，该电路输出端经R1、R2分压后通过R3引入了正反馈，与此同时，Rf、C组成的积分电路又引入了负反馈，运放起比较器作用。 电路接通电源瞬间，输出电压究竟偏于正向饱和还是偏于负向饱和、纯属偶然，设Uo＝- Usat ，这时加到同相端的电压为-F+ Usat（相当于基准电压），加到反相端的电压为uc（相当于输入电压）。电源接通瞬间因电容C两端电压不能突变，只能由输出电压uo通过Rf按指数规律向C充电来建立。充电电流方向由C →Rf →地，充电结果C上端电位越来越负，当uc略负于-F+ Usat 时，输出电压便从负饱和值迅速翻转到正饱和值Usat；这时 uo又通过Rf 给C反向充电，使uc逐渐升高，直到uc略正于F+ Usat 时，输出状态再次翻转，如此循环便产生了一系列的方波。 集成运放在使用中应注意的问题 在集成运算放大电路的应用中，会碰到一些实际问题，如果对这些问题不了解和不设法解决，使用起来将十分困难，甚至根本不能工作。这些问题主要是，偏差调整、相位校正、保护措施及性能扩展等。 一、偏差调整 对一个单片集成运放，总是要求输入为零时，输出也为零。但在实际中往往做不到，主要原因是运放中第一级差动放大电路存在着失调电压和失调电流，以及使用过程中电路上某些不合理之处引起的。为了减小偏差电压，就要求： （1）失调电压、失调电流尽可能地小； （2）两个输入端的直流电阻一定要相等； （3）输入端总串联电阻（RS1、RS2）不能过大； （4）偏流应尽可能的减小。 这几条减小偏差的要点是使用运放中十分重要的问题。 实际运放都有偏差调整端子，如F007中的①、⑤端子，图Z0607中的RW就是凋零电位器。这里要注意偏差调整电路（调零电路）仅能人为做到零输入时零输出，而温度变化产生的失调温漂并不能通过调零电路来消除。 二、相位校正 由于集成运放是一个高增益的多级放大器，虽然它是在负反馈条件下工作的，但由于在高频区将产生附加相移，这就可能使负反馈变为正反馈，此时，如反馈深度较深，即 ≥1，就会产生自激振荡，从而使运放无法稳定地工作。 要保证电路稳定地工作，就必须设法破坏自激振荡条件，即要做到当 ≥1时，总相移小于180°或当总相移等于180°时，使 ＜1。 在电路中人为地加一些\"校正网络\"来改变电路的相频特性或幅频特性，破坏自激条件，这就是相位校正或相位补偿技术。 相位校正的方法很多，常用的有积分校正，微分校正等。 积分校正的主导思想是压低高频放大倍数，使发生自激的那些点附近的放大倍数压得很低，从而破坏 ＝1的条件。具体方法是在运放电路的某一级加\"压低电容\"CX，或加Rφcφ串联校正网络。RφCφ或CX一般接在集电极与基极之间（如图Z0607中的8、9端），这时，小电容可以起到大电容的作用，因而可将补偿电容集成在整个运放电路之中。 一般运放出厂时，厂家都己给出相位校正端子及不同闭环增益下补偿元件的数据，可由产品手册上查到。 微分校正的主导思想是提供一个超前的相移，以抵消滞后的相移，从而使 ＝1时总相移小于180°。当微分网络加在开环电路里面时，则提供一个超前相移，抵消开环特性的附加相移；当加到反馈支路时，则在反馈系数 中提供一个超前相移，以抵消滞后相移。 三、保护措施 集成运放的电源电压接反或电源电压突变，输入电压过大，输出短路等，都可能造成运放损坏，因此，使用时必须采取适当的保护措施。 为了防止电源反接造成故障，可在电源引线上串入保护二极管，使得当电源极性接反时，二极管处于截止状态。 为了防止差模或共模输入电压过高，而产生自锁故障（信号或干扰过大导致输出电压突然增高，接近于电源电压，此时不能调零，但集成运放不一定损坏），可在输入端加一限幅保护电路，使过大的信号或干扰不能进入电路。 为了防止输出端碰到高压而击穿或输出端短路造成电流过大，可在输出端增加过压保护电路和限流保护电路。 四、性能扩展 实际运放的某些参数有时不能满足实际电路中的要求，如有时需要有较高的输入电阻、有时需要有较大的输出功率，有时需要高速低漂移等，这时就需要在现有集成运放的基础上，增加适当的外围电路进行功能改善。 有关运放实际应用中的一些具体方法、措施可参阅有关资料。 半波整流电路

一、半波整流电路

半波整流电路如图Z0702所示。它由电源变压器Tr整流二极管D和负载电阻RL组成，变压器的初级接交流电源，次级所感应的交流电压为

其中U2m为次级电压的峰值，U2为有电路的工作过程是：在u2 的正半周管因加正向偏压而导通，有电流iL流于将二极管看作理想器件，故RL上的周电压基本相同。

=π~2π），二极管D因加反向电压而截过，RL 上的电压uL = 0。可画出整流示。

单向导电作用，使流过负载电阻的电流为一单向脉动电压，其电压的平均值

GS0701

效值。

（ωt = 0~π），二极过负载电阻RL。由电压 uL与u2的正半在u2的负半周（ωt 止，RL 上无电流流波形如图I0702所可见，由于二极管的为脉动电流，电压也（输出直流分量）为

流过负载的平均电流为

GS0702

流过二极管D的平均电流（即正向电流）为

GS0703

GS0704 。

加在二极管两端的最高反向电压为

选择整流二极管时，应以这两个参数为极限参数。

半波整流电路简单，元件少，但输出电压直流成分小（只有半个波），脉动程度大，整流效率低，仅适用于输出电流小、允许脉动程度大、要求较低的场合。

全波整流电路

全波整流电路如图Z0703所示。它是由次级具有中心抽头的电源变压器Tr、两个整流二极管D1、D2和负载电阻RL组成。变压器次级电压u21和

u22大小相等，相位相反，

即

u21 = - u22 =

式中，U2 是变压器次级半边绕组交流电压的有效值。

全波整流电路的工作过程是：在u2 的正半周（ωt = 0~π）D1正偏导通，D2反偏截止，RL上有自上而下的电流流过，RL上的电压与u21 相同。

在u2 的负半周（ωt =π~2π），D1反偏截止，D2正偏导通，RL上也有自上而下的电流流过，

RL上的电压与u22相同。可画出整流波形如图Z0704所示。 可

见，负载凡上得到的也是一单向脉动电流和脉动电压。其平均值分

别为：

GS0705

流过负载的平均电流为

GS0706

流过二极管D的平均电流（即正向电流）为

加在二极管两端的最高反向电压为

选择整流二极管时，应以此二参数为极限参数。

全波整流输出电压的直流成分（较半波）增大，脉动程度减小，但变压器需要中心抽头、制造麻烦，整流二极管需承受的反向电压高，故一般适用于要求输出电压不太高的场合。

桥式整流电路

桥式整流电路如图Z0705所示，其中图（a）、（b）、（c）是它的三种不同画法。它是由电源变压器、四只整流二极管D1~4 和负载电阻RL组成。四只整流二极管接成电桥形式，故称桥式整流。

桥式整流电路的工作原理如图Z0706所示。在u2的正半周，

D1、D3导通，D2、D4截止，电流由TR次级上端经D1→ RL →D3回到

TR 次级下端，在负载RL上得到一半波整流电

压。

在u2的负半周，D1、D3截止，D2、D4导通，电流由Tr次级的下端经D2→ RL →D4 回到Tr

次级上端，在负载RL 上得到另一半波整流电压。 这样就在负载RL上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与全波整流相同，即

UL = 0.9U2

IL = 0.9U2／RL

GS0710

流过每个二极管的平均电流为

GS0709

ID = IL／2 = 0.45 U2／RL

每个二极管所承受的最高反向电压为

目前，小功率桥式整流电路的四只整流二极管，被接成桥路后封装成一个整流器件，称\"硅桥\"或\"桥堆\"，使用方便，整流电路也常简化为图Z0705（c）的形式。

桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，但多用了两只二极管。在半导体器件发展快，成本较低的今天，此缺点并不突出，因而桥式整流电路在实际中应用较为广泛。

倍压整流电路

倍压整流电路由电源变压器、整流二极管、倍压电容和负载电

阻组成。它可以输出高于变压器次

级电压二倍、三倍或n倍的电压，一般用于高电压、小电流的场合。

二倍压整流电路如图Z0707所示。其工作原理是：在u2的正半周，D1导通，D2截止，电容C1被充电到接近u2的峰值u2m，极性如图中Z0708（a）所标；在u2 的负半周，D1截止，D2导通，这时变压器次级电压u2与C1 所充电压极性一致，二者串联，且通过D2 向C2充电使C2上充电电压可接近2 u2m 。当负载RL并接在C2两端时（RL一般较大），则RL 上的电压UL也可接近2

u2m 。

图Z0709为n倍压整流电路，整流原理相同。可见，只要增加整流二极管和电容的数 目，便可得到所需要的n倍压（n个二极管和n个电容）电路。

电容滤波电路

滤波电路

整流电路虽然可将交流电变成直流电，但其脉动成分较大，在一些要求直流电平滑的场合是不适用的，需加上滤波电路，以减小整流后直流电中的脉动成分。 一般直流电中的脉动成分的大小用脉动系数来表示：

脉动系数（S）＝

GS0712

例如，全波整流输出电压uL可用付氏级数展开为：

GS0713

其中基波最大值为0.6U2，直流分量（平均值）为0.9 U2，故脉动系数S≈0.67 。同理可求得半波整流输出电压的脉动系数为S＝1.57，可见其脉动系数是比较大的。一般电子设备所需直流电源的脉动系数小于0.01，故整流输出的电压必须采取一定的措施，一方面尽量降低输出电压中的脉动成分，另一方面尽量保存输出电压中的直流成分，使输出电压接近于较理想的直流电源的输出电压。这一措施就是滤波。

最基本的滤波元件是电感、电容。其滤波原理是：利用这些电抗元件在整流二极管导通期间储存能量、在截止期间释放能量的作用，使输出电压变得比较平滑；或从另一角度来看，电容、电感对交、直流成分反映出来的阻抗不同，把它们合理地安排在电路中，即可达到降低交流成分而保留直流成分的目的，体现出滤波作用。

常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。其中无源滤波的主要形式有电容滤波，电感滤波和复式滤波（包括倒L型LC滤波，π型LC滤波和π型RC滤波等）。有源滤波的主要形式是有源RC滤波。 电容滤波

半波整流电容滤波电路如图Z0710所示。其滤波原理如下：

电容C并联于负载 RL的两端，uL＝uC。在没有并入电容C之前，整流二极管在u2的正半周导

通，负半周截止，输出电压uL的波形如图中红线所示。并入电容之后，设在 ωt=0时接通电源，则当u2由零逐渐增大时，二极管D导通，除有一电流iL流向负载以外还有一电流iC向电容C充

电，充电电压

uC的极

性为上正下负。如

忽略二极管的内阻，则uC 可充到接近u2的峰值u2m。在u2 达到最大值以后开始下降，此时电容器上的电压uc

也将由于放电而逐渐下降。当u2＜uc时，D因反偏而截止，于是C以一定的时间常数通过RL 按指数规律放电，uc下降。直到下一个正半周，当u2 ＞uc时，D又导通。如此下去，使输出电压的波形如图中蓝线所示。显然比未并电容C前平滑多了。

全波或桥式整流电容滤波的原理与半波整波电容滤波基本相同，滤波波形如图Z0711 所示。 从以上分析可以看出：

1. 加了电容滤波之后，输出电压的直流成分提高了，而脉动成分降低了。这都是由于电容的储能作用造成的。电容在二极管导通时充电（储能），截止时放电（将能量释放给负载），不但使输出电压的平均值增大，而且使其变得比较平滑了。

2．电容的放电时间常数（τ＝RLC）愈大，放电愈慢，输出电压愈高，脉动成分也愈少，即滤波效果愈好。故一般C取值较大，RL也要求较大。实际中常按下式来选取C的值：

RLC≥（3～5＞T（半波） GS0714

RLC≥（3～5）T／2（全波、桥式） GS0715

3．电容滤波电路中整流二极管的导电时间缩短了，即导通角小于180°。而且，放电时间常数越大，导通角越小。因此，整流二极管流过的是一个很大的冲击电流，对管子的寿命不利，选择二极管时，必须留有较大余量。

4. 电容滤波电路的外特性（指UL与IL之间的关系）和脉动特性（指S与IL 之间的关系）比较差，如图Z0712 所示。可以看出输出电压UL和脉动系数S随着输出电流IL 的变化而变化。当

IL＝0（即RL= ∞ ）时，UL = U2（电容充电到最大值后不再放电），S = 0。当IL增大（即RL减小）时，由于电容放电程度加快而使UL下降，UL 的变化范围在 U2 ～0.9 U2之间（指全波或桥式），S变大。所以，电容滤波一般适用于负载电流变化不大的场合。

5．电容滤波电路输出电压的佑算。如果电容滤波电路的放电时间常数按式GS0714或GS0715 取值的话，则输出电压分别为：

UL＝（0.9～1.0）U2 （半波） GS0716 UL＝（1.1～1.2）U2 （全波） GS0717

电容滤波电路结构简单、使用方便、应用较广。

电感滤波电路

带电感滤波的全波整流电路如图Z0713 所示。滤波元件L串在整流输出与负载RL之间（电感滤波一般不与半波整流搭配）。其滤波原理可用电磁感应原理来解释。当电感中通过交变电流时，电感两端便产生出一反电势阻碍电流的变化：当电流增大时，反电势会阻碍电流的增大，并将一部分能量以磁场能量储存起来；当电流减小时，反电势会阻碍电流的减小，电感释放出储存的能量。这就大大减小了输出电流的变化，使其变得平滑，达到了滤波目的。当忽略L的直流电阻时，RL上的直流电压UL与不加滤波时负载上的电压相同，即UL =0.9U2 GS0718

电感滤波原理，也可以用电感对交、直流分量感抗不同，使直流顺利通过，使交流得受阻的原理来解释。

与电容滤波相比，电感滤波有以下特点：

1．电感滤波的外特性和脉动特性好。其外特性和脉动特性如图Z0714 所示。UL随ＩL的增大下降不多，基本上是平坦的（下降是L的直流电阻引起的）；S随ＩL的增大而减小。 2．电感滤波电路整流二极管的导通角 θ=π。

3．电感滤波输出电压较电容滤波为低。故一般电感滤波适用于输出电压不高，输出电流较大及负载变化较大的场合。

复式滤波电路

复式滤波电路常用的有LCГ型、LCπ型和RCπ 型3种形式，如图Z0715所示。它们的电路组成原则是，把对交流阻抗大的元件（如电感、电阻）与负载串联，以降落较大的纹波电压，而把对交流阻抗小的元件（如电容）与负载并联，以旁路较大的纹波电流。其滤波原理与电容、电感滤波类似，这里仅

介绍RCπ型滤波。

图Z0715（c）为RCπ型滤波电路，它实质上是在电容滤波的基础上再加一级RC滤波电路组成的。其滤波原理可以这样解释：经过电容C1滤波之后，C1两端的电压包含一个直流分量 与交流分量 ，作为RC2滤波的输入电压。对直流分量而言，C2 可视为开路，RL上的输出直流电压为：

对于交流分量

而言，其输出交流电压为：

若满足条件

则有

由式 可见，R愈小，输出的直流分量愈大；由式 可见，RC2愈大，输出的交流分量愈小。滤波效果愈好。所以R受两方面的制约，只能兼顾选择。这种滤波电路较单电容滤波效果好，、但也只适用于负载电流不大的场合。

有源滤波电路

为了提高滤波效果，解决π型RC滤波电路中交、直流分量对R的要求相互矛盾的问题，在RC电路中增加了有源器件-晶体管，形成了RC有源滤波电路。常见的RC有源滤波电路如图Z0716所示，它实质上是由C1、Rb、C2组成的π型RC滤波电路与晶体管T组成的射极输出器联接而成的电路。该电路的优点是：

1．滤波电阻Rb 接于晶体管的基极回路，兼作偏置电阻，由于流过Rb 的电流入很小，为输出电流Ie的1／（1＋β），故Rb可取较大的值（一般为几十k Ω），既使纹波得以较大的降落，又不使直流损失太大。

2．滤波电容C2接于晶体管的基极回路，便可以选取较小的电容，达到较大电容的滤波效果，也减小了电容的体积，便于小型化。如图中接于基极的电容C2 折合到发射极回路就相当于（1＋

β）C2的电容的滤波效果（因 ie = （1+ β ）ib之故）。

3．由于负载凡接于晶体管的射极，故 RL上的直流输出电压UE≈UB，即基本上同RC无源滤波输出直流电压相等。

这种滤波电路滤波特性较好，广泛地用于一些小型电子设备之中。

并联型硅稳压管稳压电路

稳压电路

经整流滤波后输出的直流电压，虽然平滑程度较好，但其稳定性是比较差的。其原因主要有以下几个方面：

1．由于输入电压（市电）不稳定（通常交流电网允许有＋10％的波动），而导致整流滤波电路输出直流电压不稳定；

2．当负载RL变化（即负载电流IL变化时，由于整流滤波电路

存在一定的内阻，使得输出直流电压发生变化；

3. 当环境温度发生变化时，引起电路元件（特别是半导体器件）参数发生变化，导致输出电压发生变化。

所以，经整流滤波后的直流电压，必须采取一定的稳压措施，才能适合电子设备的需要。常用的稳压电路有并联型和串联型稳压电路两种类型。

图Z0717为硅稳压管稳压电路，因稳压元件DZ与负载是并联连接的，故称并联型稳压电路。图中输入电压Ui就是整流滤波电路的输出电压，R是限流、调压电阻，输出电压UL就是稳压管

DZ 的稳压值UZ通过R的电流 I = IZ + IL，且UL＝UZ = Ui - IR 。稳压管工作于反偏状态。 该电路的稳压原理是：当电网电压升高时，必然引起整流滤波电路输出电压Ui升高，而Ui 的升高又会引起输出电压UL （即UZ ）的增大。由稳压管的稳压特性可知，UZ 的增大，势必引起IZ 的较大增大；于是限流电阻R上的电流I增大，R上的电压降也增大，这在很大程度上让R承担了Ui的变化，从而使UL基本上趋于稳定（Ui↑→UL↑→IZ↑→I↑→UR↑→↓）。反之，当Ui下降而引起UL 变小时，也会引起IZ减小，R上的压降UR减小，同样保持了UL 的基本稳定。 同理，当负载电流IL 变化（即RL 变化），如IL 增大，在Ui 不变的情况下，势必会引起UL（即UZ）的减小，使IZ有较大的下降，因而保持了总电流I（I＝IZ ＋IL ）基本不变，使UL基

本稳定。

由上分析可见，在这种稳压电路中，稳压管起着电流控制作用。即不论是由于Ui 或IL 的变化，使输出电压UL发生小的波动时，IZ 都会产生较大变化。的变化或是改变了总电流的大小而调整了R上的压降，或是补偿了IL 的变化，结果都使UL 维持基本不变。R在电路中起着限流和调压作用。如R = 0，则会使Ui（远大于UZ）直接加于DZ 两端，引起过大的IZ，使DZ损坏。另外，R = 0 时，始终是UL = Ui，电路不会有稳压性能。因此，这种电路的稳压作用是稳压管DZ和限流电阻R共同完成的。

串联型稳压电路的稳压原理

串联型稳压电路的稳压原理可用图Z0718 所

示电路来说明。图中可变电阻R与负载RL 相串联。若RL不变，当输入电压Ui增大（或减小）时，增大（或减小）R值使输入电压Ui 的变化全部降落在电阻R上，从而保持输出电压UL基本不变。同理，若Ui 不变，当负载电流IL变化时（导致UL变化），也相应地调整R的值，以保持R上的压降不变，使输出电压UL也基本不变。

在实际的稳压电路中，则是用晶体三极管来代替可变电阻R，利用负反馈的原理，以输出电压的变化量控制三极管集射极间的电阻值，以维持输出电压的基本不变。

最简单的串联型稳压电路如图Z0719 所示。晶体管T在电路中起电压调整作用，故称调整管，因它与负载RL 是串联联接的，故称串联型稳压电路。图中DZ与R组成硅稳压管稳压电路，给晶体管基极提供一个稳定的电压，叫基准电压UZ 。R又是晶体管的偏流电阻，使晶体管工作于合适的工作状态，由电路可知 UL = Ui - UCE

UBE = UB - UE = UZ - UL

该电路的稳压原理如下：当输入电压Ui 增加或负载电流 IL减小，使输出电压UL 增大时，则三极管的UBE减小，从而使IB、IC都减小，UCE 增加（相当于RCE增大）结果使UL基本不变。这一稳压过程可表示为：

Ui↑（或IL↓）→UL↑→UBE↓→IB↓→IC↓→UCE↑→UL↓

同理，当Ui减小或IL增大，使UL减小时，通过与上述相反的调整过程，也可维持UL 基本不

变。

从放大电路的角度看，该稳压电路是一射极输出器（RL接于T的射极），其输出电压UL 是跟随输入电压UB ＝UZ变化的，因UB 是一稳定值，故UL 也是稳定的，基本上不受Ui 与IL 变化的影响。

该稳压电路，由于直接用输出电压的微小变化量去控制调整管，其控制作用较小，所以，稳压效果不好。如果在电路中增加一级直流放大电路，把输出电压的微小变化加以放大，再去控制调整管，其稳压性能便可大大提高，这就是带放大环节的串联型稳压电路。

带有放大环节的串联型稳压电路

带有放大环节的串联型稳压电路如图Z0720 所示。晶体管T1为

调整管，起电压调整作用。电阻R1与R2，组成分

压电路，输出电压变化量△UL通过R1、R2分压，取出一部分，加到三极管T2的基极，所以把

R1 、R2组成的电路叫取样电路。稳压管DZ与R3组成硅稳压管稳压电路，提供基准电压UZ。晶体管T2起比较与放大信号的作用，RC为T2 的集电极负载电阻，T2的集电极输出信号加至T1管

的基极，用放大了的\"变化量\"去控制调整管，调整输 出电压的变化，故T2构成比较放大级。

该电路的稳压过程如下：当输入电压 Ui增加，或负载电流减小时，将会引起输出电压UL增加。UL 的增加量通过R1、R2分压取样，使T2 的基极电压UB2升高，由于T2的射极电压 UE2=

UZ基本不变，所以，UBE2（UBE2＝UB2 - UZ）增加， IC2增加，使UC2（UC2 ＝UB1）下降，UBE1减小，导致IC1减小，而UCE1增大，使 UL基本上维持稳定。上述稳压过程可表示为： Ui↑（或IL↓）→UL ↑→UBE2↑→IC2↑→UC2↓（UB1↓）→UBE1↓→IC1↓→UCE1↑→UL↓

同理，当Ui减小或IL 增大时，UL 降低，通过上述调整过程叉会使UL 上升，也维持UL 基本

稳定。

由上述分析可以看出，典型的串联型稳压电路是由调整电路、取样电路、基准电源和比较放大电路四个基本部分组成。其框图如图Z0721所示。

稳压电源的质量指标

稳压电源的稳压性能常用稳压系数Sr和输出电阻RO两个主要质量指标来衡量。 1．稳压系数Sr

稳压系数Sr表示在负载电流和环境温度不变的条件下，输入电压的相对变化量△Ui／Ui与输出电压的相对变化量△Uo／Uo 之比，即

式中值愈大，反映稳压效果愈好，即稳定度愈高（式中C表示常数）。

稳压系数也可用如下定义，即 式中

值愈小，表示稳定度愈高，它与式（GS0721）意义完全相同（式中C表示常数）。本资料

采用式（GS0721）定义并且通常以Sr表示稳定度。这样，Sr值的大小与稳定度的高低就一致了，即SR值愈大，稳定度越高。

在图Z0720电路中，稳压系数SR可写成如下形式：

式中：A2为比较放大电路的放大倍数，n为取样电路的分压系数［R2／（Rl ＋

R2?/font>?/font>］。缃?i> n = R2／（Rl ＋R2）和

A2 = β2R4／（Rbe2 +β2RZ ）代如上式 ，则稳压系数可写为：

从上式可得出如下结论：

（1）比较放大电路的负载电阻RC大，放大倍数A2就大，输出电压稳定度也就高。所以，RC值应选择大些。

（2）稳压管的动态电阻RZ愈小，Sr 愈大，这是因为了愈小RZ基准电压的稳定度就愈高。 （3）取样电路的分压系数n 愈大，加入比较放大电路输入端的那部分输出电压变化量就愈大，所以Sr就愈大。 2．输出电阻

rO

输出电阻RO是指输入电压及环境温度不变的条件下，负载电流变化 △IL引起输出电压变化△UL的程度；也就是输出电压变化量△UL 与负载电流变化量△IL 的比值，即

对于图I0746电路的输出电阻

愈大，输出电阻RO 愈小，稳压性能愈好。

通过对稳压系数SR和输出电阻RO的讨论，可以看出，为提高稳压电源的稳压性能，应采取以下措施：

（1）提高比较放大级的放大倍数。为此应增大T2的负载电阻R4，适当提高T2的静态工作点，

从上式可见，取样电路的分压系数n、调整管的电流放大系数β1 和比较放大电路的放大倍数A2

以便减小其输入电阻Rbe2 ；

（2）为提高调整管的β值，可采用2个甚至3个晶体管构成复合管；

（3）为提高取样分压比n，应适当提高基准电压，所以应选用稳压较高，输出电阻小，温度系数小的稳压管。

提高稳压电源性能的措施

为了进一

步

提高稳压性能，在实际

应改其

下：

一、改变取样比，以调节输出电压范围

在取样电路中接入电位器RW，如图Z0722所示。调节RW时，可使输出电压UL在一定范围内连续可调。由图可见：

用中常采用进型电路，改进措施如

则：

式中取样比分。

二、调整管采用复合管

n的取值范围一般为0.5～0.8 ； 为RW的活动头到R2上端的部

串联型晶体管稳压电路中，全部负载电流IL都要通过调整管。IL大时调整管的基极电流IB1也要大。比如IL＝1A，β1＝50，则IB1＝20mA，这么大的电流要比较放大管T2的集电极电流提供是很困难的，如果调整管改用复合管这个问题就会得到解决。如图Z0723所示，T1、T2组成复合管，如β1＝β2 = 50，复合管的β＝2500，则复合管的IB1＝0.4 mA。只要比较放大管的集电极工作电流为1～2mA，则完全可以保证提供这么大电流。此外由式（GS0724）可知，由于β1增大，RO减小，电源的稳定性得到提高。

三、带有辅助电源和差动放大器的稳压电路

比较放大级应具有较高的增益和温度稳定性，为了有较大的增益，总希望比较放大管的集电极负

载RC（R4）阻值大一些，这将使R4两端的电压降增大，同时UCE1，增大，势必增加调整管的功耗。另外，RC直接与输入端相接，当输入电压Ui变化时，直接通过RC把变化量 △Ui加到调整

管的基极，使输出电压随之波动，为了克服上述缺点，可以采用辅助电源给放大器供电，如图

Z0724所示。辅助电源由DZ2和R5组成，UZ2为辅助电源的输出电压，即DZ2两端的电压。显然；比较放大器的电源电压为UL + UZ2，是一个稳定性较好的电压。R4的压降则

为IC2R4 ≈UZ2，这样既解决了△Ui 直接通过R4对调整管基极电位的影响问题，也可以使R4取值大一些而不增加调整管的管耗。

为了解决温度变化所产生的零点漂移影响输出电压稳定的问题，采用差动放大电路或集成运放电路作比较放大器，是进一步提高电源稳定性的有效措施。这两个电路如图Z0725和图Z0726所示。

四、过载保护电路

串联型晶体管稳压电路的负载电流全部通过调整管，当输出过载，特别是输出端短路时，调整管几乎承受全部输入电压（因为：UCE1 = Ui - UL， 输出短路时，UL＝0），并流过很大的电流，使调整管的管耗增大以至损坏。即使这种过载现象时间很短，也是不允许的，由于晶体管的热容量很小，普通保险丝不能起到保护作用，所以需要设置电子保护电路。 1. 限流型过载保护电路

电路如图 Z0727所示，保护电路由DZ2和电阻Rg组成，Rg称检测电阻，在正常情况下，Rg上的压降不足以使保护管DZ2导通（适当选择Rg及DZ2的UZ值使DZ2正常工作时处于截止状态）。当IL过大时，IL Rg 增大，UBE1 + IL Rg 使稳压管DZ2反向击穿（导通），使调整管T1的基极电位下降，则UCE1增加，于是IL减小，IL被但不能截止，所以叫限流型。这种保护电路简单，但灵敏度稍差。

2．截止型过载保护电路

在这种电路中，当过载或输出短路时，可使调整管处于完全截止状态。图Z0728中绿色区域内为保护电路，适当选择Rg、R4、R5、R6、R7、R8及

DZ2诸元件，使得正常工作时保护管T3处于可靠截止状态，即UBE3?/font>剑?font size=\"+1\">UR5＋URg - UR7）＜0，此时保护电路对正常输出没有影

响。当输出电流IL过大或输出短路时，URg = IL Rg增大并使T3导通，则集电极电压UC3下降，使T1管趋于截止，UCE1增大，而UCE1的增大使UL减小，则UR7减小，使T3进一步导通，UL

进一步下降，引起瞬间正反馈循环过程导致T1完全截止。这样，输出电压和电流接近于零，从而起到保护作用。如果短路或过载的故障已经排除，输出电压则会自动上升，使电路恢 复正常工作。由于正反馈作用使调整管在故障过程中截止，所以又称反馈截止型保护电路。

自激振荡的条件

图Z0801是由放大电路转换到振荡电路的示意图。先将开关K置于1端，将正弦电压正弦电压

输入放大电路，则输出的

。若适当选择电路参数，使反馈电压

＝ ，则

，与外加输入电压大小相等，相位相同，即 ，这时若把开关K置于2端，用

取代

仍将与原来完全相同。显然，放大电路这时已不需外加任何输入信号，而在输出端就能得到一个正弦波信号。放大电路已转变成了自激振荡电路。 可以看出，要维持自激振荡必须满足条件： 由于

设φA和φF分别为

因此，维持自激振荡的条件又可表达为： 振幅平衡条件

与

的相位角，于是

＝

GS0801

，代入GS0801式，从而可得维持自激振荡的条件为：

相位平衡条件 φA +φF = 2nπ （n = 0，1，2，……） GS0804 由于φA +φF 就是

与

之间的相位差，由式GS0804可知，

与

应为同相，即要求反

馈为正反馈。

因为振幅平衡条件通过对电路参数的调整容易满足，所以，相位平衡条件是判断电路能否产生振荡的关键。

判断相位平衡条件一般采用瞬时极性法，即断开反馈网络与放大电路输入端的连接线（用×表示），并视放大电路的输入阻抗为反馈网络的负载。然后，假定某一瞬时极性的信号电压

作用

于放大电路的输入端，经放大和反馈后得到相应的反馈电压 。再根据放大电路和反馈网络的相频特性，来分析

与

的相位关系。若在某一特定频率上，相位差为±2nπ（n = 0，1，

2，……），即为正反馈时，则可认为电路满足相位平衡条件。

自激振荡的建立和振幅的稳定

上面的分析中，是先假定有一个输入信号经放大后，再由反馈网络送回到输入端而形成稳定振荡的。事实上自激振荡的起振是不需要外加信号激励的。那么自激振荡是如何建立的呢？原来，电源接通或元件的起伏噪声引起的电扰动相当于一个起始激励信号，它含有丰富的谐波，经选频放大后，选出某一特定频率的正弦波，反馈到输入端，再通过放大--正反馈--再放大的循环过程，只要这个过程中

振荡就能逐渐增强起来。因此，仅有平衡条件是不够的，为了使振荡能由弱

变强逐渐地建立起来，开始时，应有：

这就是电路的起振条件。

当然，如果振荡建立起来之后，一直保持

的话，振荡就会无地增强。那么振荡幅

度又是如何稳定的呢？看来，还需要一个稳幅环节，而晶体管恰好可以起到这个作用。晶体管是非线性器件，由于振荡的增强使它工作在非线性区时，放大器的增益就会下降，最终达到从而得到幅度稳定的正弦波振荡。

正弦波振荡电路的组成

为了获得单一频率的正弦波，正弦波振荡电路必须由放大电路和正反馈网络组成。此外电路中还必须包含选频网络和稳幅环节。增加选频网络是为了获得单一频率的正弦波振荡，而稳幅环节是为了得到稳定的等幅振荡信号。由R、C元件组成选频网络的正弦波振荡电路，称为RC正弦波振荡电路，而由LC元件组成选频网络的正弦波振荡电路，则称为LC正弦波振荡电路。 判断一个电路能否产生正弦波振荡的步骤是：

首先检查该电路是否由放大电路、反馈网络、选频网络和稳幅环节组成；

其次是检查放大电路是否有合适的工作点，最后检查放大电路是否满足自激振荡条件。

变压器反馈式振荡电路

LC正弦波振荡电路

LC正弦波振荡电路按其反馈电压的取出方式，可分为变压器反馈式、电感反馈式以及电容反馈式振荡电路。

变压器反馈式振荡电路，又称互感耦合振荡电路，它是利用变压器耦合获得适量的正反馈来实

现自激振荡的。

图Z0802（a）为共射调集型变压器耦合振荡电路，（b）是交流通道。图中当不考虑反馈时，由于L1、C组成的并联谐振回路作为三极管的集电极负载，因此，这种放大电路具有选频特性，常称为选频放大电路。L2为反馈网络，它通过电感耦合取

得反馈信号，并将信号的一部分反馈到输入端，显然，该电路具备了振荡电路的组成环节。 一、 相位平衡条件

断开图（a）中的a点。设在放大电路的输入端加信号令其频率为L1C回路的谐振频率fO，此时三极管集电极负载可等效为一纯电阻，若忽略其它电容和分布参数的影响，则如图所示的变压器同名端情况下，比又引入180°相移（设负载电阻很大），即此

与

与与

反相；在反相，因

同相，电路满足振荡的相位平衡条件。对fo以外的其它频率，L1 C回路处于失谐状

与

不再是反相关系，自然

与

也不再是同相关系，也就

态，不再呈纯电阻性，因而

是说对fo以外的电信号，电路不能满足振荡的相位平衡条件。这样，就保证了振荡电路只能够输出频率为fo的单一频率的正弦波。

在Q值足够高和忽略分布参数影响的条件下，振荡电路的振荡频率就是L1 C回路的谐振频率，即

二、起振条件

。

根据自激振荡的振幅条件，应使，对于图Z0802所示电路。可以证明其起振条件为：

式中M为绕组L1与L2之间的互感系数，rbe为三极管b、e间的等效电阻，R＇为折合到L1C回路中与电感串联的等效总损耗电阻。

三、电路特点

（1）由式GS0806可知，对三极管β值要求并不太高，只要变压器同名端接线正确，则不难起振。采用变压器耦合，容易满足阻抗匹配要求； （2）C可以采用可变电容器，因而调节频率方便；

（3）由于变压器分布参数的，捺荡频率不能太高，一般小于几十MHz。且输出波形不太好。

图Z0803（a）是超外差收音机中常用的共基调射式变压器耦合振荡电路，图（b）是它的交流通路。图（a）中Rb1、Rb2、Re是偏置电阻，L5、C组成中频选频回路，它对振荡频率失谐，阻抗很小，可视为短路。Cb是高频旁路电容，对振荡信号相当于短路，从而使晶体管呈共基接法。

L1、L2同C2、C3、Ca组成LC谐振回路。其中Ca为振荡电容，改变Ca的数值，可调节振荡频率。C2为垫整电容，C3为补偿电容，它们是为保证波段的低、高端频率跟踪而设置的，其原理将在第十单元讲述。L3是反馈线圈，为了保证相位平衡条件，变压器同名端应按图中所示接法联

接。

图Z0803（a）中振荡回路是通过耦合电容C1部分接入到发射极极的。这样共基极电路的输入阻抗Zi虽然很小（约100Ω），但折合到3、5两端的阻抗Z就增大许多倍，使得晶体管输入阻抗对振荡回路的影响大大减弱，不会严重降低回路的Q值，从而使输出波形较好，又利于起振。

设为接入系数，由变医器原理知：

例如晶体管收音机本机振荡线圈LTF-1-1，总匝数N1 + N2 = 146匝，N2 = 8匝，则Z＝333Zi。这相当于把晶体管的输入阻抗Zi 提高了333倍。

共基振荡电路振荡频率高，而且比较稳定，容易起振、应用比较广泛。

三点式LC振荡电路的构成原则

三点式LC振荡电路

三点式振荡电路是指三极管的三个极（对于交流信号）分别与LC谐振回路的三个端点直接相接的振荡电路。这种电路的一般结构如图Z0804所示。图中X表示组成谐振回路各元件的电抗。 谐振回路是由电感和电容两种不同性质的电抗元件组感的，谐振时，其等效阻抗呈纯电阻性，因此总电抗必然为零，即X1 +

X2 + X3 = 0，而且，共射放大电路的输出电压

（图中为UC）

与输入电压

（图中为Ub）反相，即φA =π。为了满足振荡的相位平衡条件，即φA + φF =

2nπ，则要求φF =π，即反馈网络必须有180°的相移。设回路电流为 ，由图I0817可以得到

显然，只有X1与X2同号时才能满足φF =π，也就是说，X1与X2只有电抗性质相同时（同为电感或同为电容），才满足相位平衡条件。又因为X1 + X2 + X3 = 0，所以X3与X1、X2性质必须相反，即若X1、X2为电感，则X3必须是电容。

综上所述，构成三点式振荡电路的原则是X1与X2性质相同，而X3则与它们的性质相反。可概括为\"射同基（集）反\"即与射极相连的两个电抗元件的性质相同，与基极（或集电极）相连的两个电抗元件的性质相反。用这一原则，可以迅速判断出三点式振荡电路是否满足振荡的相位平衡条件。

电感三点式振荡电路

图Z0805是电感三点式振荡电路，又称哈特莱振荡电路。图中L1、L2、C组成谐振回路，L2兼作反馈网络，通过耦合电容Cb将L2上反馈电压送到三极管的基极。

由图Z0806交流通路看出，谐振回路有三个端点与三极管的三个电极相连，而且与发射极相接的是L1、L2，与基极相接的是L2、C即满足\"射同基反\"的原则。因此电路必然满足相位平衡条件。

当回路的Q值较高时，该电路的振荡频率基本上等于LC回路的谐振频率，即

式中L = L1＋L2＋2M为回路总电感。

该电路的特点与变压器反馈式振荡电路极为相似。须指出：它的输出波形较差，这是由于反馈电压取自电感的两端，而电感对高次谐波的阻抗较大，不能将它短路，从而使Uf中含有较多的谐波分量，因此，输出波形中也就含有较多的高次谐波。

用集成运放构成的电感三点式振荡电路如图Z0807所示，不难证明其振荡频率为：

电容三点式振荡电路

电容三点式振荡电路又称考毕

兹振荡电路，如图Z0808所示，其结构与电感三点式振荡电路相似，只是将电感、电容互换了位置。为了形成集电极回路的直流通路，增设了电阻RC。该电路的交流通路如图Z0809 所示。可以看出，它符合三点式振荡电路\"射同基反\"的构成原则，满足自激振荡的相位平衡条件。 在LC谐振回路Q值足够高的条件下，电路的振荡频率为

其中

这种振荡电路的特点是振荡频率可做得较高，一般可达到100MHz以上，由于C2对高次谐波阻抗小，使反馈电压中的高次谐波成分较小，因而振荡波形较好。电路的缺点是频率调节不便，这是因为调节电容来改变频率时，（既使C1、C2 采用双连可变电容）C1与C2也难于按比例变化，从而引起电路工作性能的不稳定。因此，该电路只适宜产生固定频率的振荡。

用集成运放构成的电容三点式振荡电路，如Z0810所示。可以证明，其振荡频率为：

克拉泼与席勒振荡电路（改进型电容三点式振荡电路）

当要求电容三点式振荡电路的振荡频率更高时，则应使电容C1、C2的值较小。由于C1并接在三极管的c、e极之间，C2并接在三极管的b、e极之间，当管子的极间电容随温度等因素的变化而变化时，将对振荡频率产生显著影响，造成振荡频率的不稳定。为了减小极间电容的影响，提高电路频率的稳定性，对电容三点式振荡电路进行适当改进就形成了改进型电容三点式振荡电路，如图Z0811 所示。该电路称为串联型电容三点式振荡电路，又称克拉泼振荡电路。

由图可知，这种电路是在电容三点式振荡电路的电感支路上串进了一个小电容C而构成的（C3对交流短路，属共基组态）。C1、C2、C及L组成谐振回路，当C<< C1、C<上式可见，振荡频率基本上与C1、C2无关，因此，可选C1、C2的值远大于极间电容，这就减小了极间电容变化对振荡频率的影响，提高了振荡频率的稳定性。 LC回路谐振电阻R0反射到三极管集、射极的等效负载电阻为：

其中。由上式可知：若C调至较小时，将使变小，导致电

路增益下降，因此，这一电路的振荡频率只能在小范围内调节，否则将出现输出幅度明显下降的现象。

图Z0812所示电路，是并联型三点式振荡电路，又称席勒振荡电路，它是在串联型电容三点式振荡电路的电感L旁并接了一个电容C而构成的。

由于LC回路的谐振电阻R0反射到三极管集、射极间的等效负载电阻

而C3 ＞C，当C变小时， 变化程度不如式GS0813那样显著，从而削弱了振荡幅度受频率改变的

影响。因此，席勒振荡电路的频率调节范围较克拉泼电路要宽，由图I0823可知，当C3<C3<改进型电容三点式振荡电路除具有电容三点式振荡电路的特点外，还具有频率稳定度高（可达1O-5以上）的优点。该电路广泛应用于各类电视机中。

石英晶体的基本特性和等效电路

一、基本特性

石英晶体具有\"压电效应\"，即在晶片两面加上电场，晶片就会产生形变。相反，若在晶片上施加机械压力，则在晶片的相应方向上会产生一定的电场。因此，当晶片的两极加上

交变电压时，晶片就会产

生机械振动，同时晶片的机械振动又

会产生交变电场。若从外电路来看，这就相当于有一交变电流通过晶片。在一般情况下，晶体机械振动的振幅是非常微小的，只有在外加交变电压的频率等于晶片的固有振荡频率时，振动的振幅和交变电流才突然增至最大，这种现象称为压电谐振，因此，石英晶体又称为石英谐振器。 二、等效电路

石英晶体谐振器的符号和等效电路如图Z0813（a）、（b）所示。当晶体不振动时，它相当于一个平行板电容C0，称为静态电容，其值仅与晶片的尺寸有关，一般约为几pF到几十pF。当晶片振动时，其等效电路应包含等效电感Lg、等效电容Cg和晶片振动时摩擦损耗的等效电阻Rg，它们的值分别为Lg ≈1O-3～102H、Cg ≈10-4～10-1pF、Rg～102Ω。由于晶片的Lg 很大，Cg、Rg，都很小，故Q＝ωLg ／Rg 值极高，可达104～106，比一般LC回路Q值超出2～4个数量

级。此外，由于它本身的固有振动频率很稳定，所以用它做成的振荡器，可获得很高的频率稳定度。

从石英谐振器的等效电路可知，它有两个谐振频率，一个是串联谐振频率fS，它是Lg、Cg、Rg 支路谐振时的频率。即：

另一个是并联谐振频率fp，它是等效电路的谐振频率。即：

由于Cg从石英谐振器的等效电路可以求出它的电抗频率特性，如图Z0814所示。在fS与fp 之间，呈电感性，在此区域以外，呈电容性。

石英晶体振荡电路：并联型晶体振荡电路

石英晶体振荡电路的形式是多种多样的，但其基本电路只有并联型和串联型两种。

并联型晶体振荡电路如图Z0815所示。振荡回路由C1、C2和晶体组成。由图可知，电路满足\"射同基反\"的原则，从而构成电容三点式振荡电路。显然，晶体在回路中起着电感的作用，亦即晶体必然工作在fS与fp之间。

从等效电路不难求得回路的振荡频率

式中：似为：

，由于Cg<(C0 + C′），即在回路中起决定作用的是Cg，所以谐振频率近

石英晶体振荡电路：串联型晶体振荡电路

串联型晶体振荡电路如图Z0816（a）所示，图（b）为它的交流等效电路，由图（b）可知，该电路与电容三点式振荡电路十分相似。不同的只是反馈信号不是直接接到晶体管的输入端， 而是经过石英晶体接到晶体管的发射极与基极之

间，从而实现正反馈。当调谐振荡回路，使其振荡频率等于石英晶体谐振器的串联谐振频率fS时晶体的阻抗最小，且为纯电阻，这时正反馈最强，相移为零，故满足自激振荡条件。对于fS以外的其它频率，晶体的阻抗增大，相移也不为零，不满足自激振荡条件，因此振荡频率等于晶体的串联谐振频率fS。

由于晶体的固有频率与温度有关，所以在特定的场合下，将采用温度补偿电路或将石英晶体置于恒温槽中，以达到更高频率稳定度的要求。

RC相移振荡电路

RC振荡电路 常

用LC振荡电路产生的正弦波频率较高，若要产生频率较低的正弦振荡，势必要求振荡回路要有较大的电感和电容，这样不但元件体积大、笨重、安装不便，而且制造困难、成本高。因此，200kHz以下的正弦振荡电路，一般采用振荡频率较低的RC振荡电路。常用的RC振荡电路有相移式和桥式两种。

图Z0817是典型的超前型RC相移振荡电路，它是由一个反相放大器和一个移相反馈网络组成的。如果放大器在相当宽的频率范围内φA为180°，反馈网络还必须使通过它的某一特定频率的正弦电压再移相180°，才能满足自激振荡的相位平衡条件。一节RC电路如图I0831 所示。由它的相

，当f →0时，φ→90°；f →∞时，φ→0。这说

量图可知超一个相角φ，

明：一节RC电路最大相移不超过90°，不能满足相位平衡条件。若两节RC电路最大相移虽可接近180°，但此时频率必须很低，从而容抗很大，致使输出电压接近于零，又不能满足自激振荡的幅度

平衡条件。所以，实际上至少要用三节RC电路来实现移相180°，才能满足振荡条件。

图Z0817所示振荡电路，反馈网络由三节RC移相电路组成。可用瞬时极性法判断它是否满足振荡的相位平衡条件：在基极与C3的连接处断开，若输入一频率由低到高的信号，经放大器移相φA=180°后，再

经过移相网络移相φF，而φF可从270°连续变到0°，其间必有一频率f0使φF＝180°，于是在此频率上满足相位平衡条件，若同时满足幅度平衡条件，则电路可产生自激振荡。 将图Z0817移相网络中的R、C位置互换，便得到滞后移相振荡器，分析方法同上。

为了得到振荡频率和起振条件，可画图Z0817的微变等效电路如图Z0818所示，并设R1 = R2 =

RC = R，C1＝C2 = C3，列出回路方程，可解出振荡频率为

图 Z0819为由运算放大器组成的RC相移振荡电路，三节RC网络在特定频率f0下产生180°相移，只要反相放大器增益适当，即可满足振荡条件而产生振荡，放大器的放大倍数应当可调，使之既能起振，失真又较小。超前型的运算放大器组成的RC相移振荡电路的振荡频率同于式GS0819。

RC移相式振荡器，具有电路简单，经济方便等优点，但选频作用较差，振幅不够稳定，频率调节不便，因此一般用于频率固定、稳定性要求不高的场合。

文氏电桥振荡电路

为克服RC移相振荡器的缺点，常采用RC串并联电路作为选频反馈网络的正弦振荡电路，也称为文氏电桥振荡电路，如图Z0820所示。它由两级共射电路构成的同相放大器和RC串并联反馈网络组成。由于φA= 0，这就要求RC串并联反馈网络对某一频率的相移φF＝2nπ，才能满足

振荡的相位平衡条件。下面分析RC串并联网络的选频特性，再介绍其它 有关元件的作用。

图Z0820中RC串并联网络在低、高频时的等效电路如图Z0821所示。这是因为在频率比较低的情况下，（1/ωC）>R，而频率较高的情况下，则（1/ωC）为调节频率方便，通常取R1 = R2 = R，C1 = C2 = C，如果令ω0＝1/ RC，则上式简化为：

可见，RC串并联反馈网络的反馈系数是频率的函数。由式GS0821可画出的幅频和相频特性，如图Z0822所示。由图可以看出：

| = 1/3 ，φF＝0；当f大于f0时，|

当时，的模最大，且||都减小，

且φF≠0 。这就表明RC串并联网络具有选频特性。因此图Z0820电路满足振荡的相位平衡条件。如果同时满足振荡的幅度平衡条件，就可产生自激振荡。振荡频率为：

一般两级阻容耦合放大器的电压增益Au远大于3，如果利用晶体管的非线性兼作稳幅环节，放大器件的工作范

围将超出线性区，使振荡波形产生严重失真。为了改善振荡波形，实用电路中常引进负反馈作稳幅环节。图Z0820中电阻Rf 和Re引入电压串联深度负反馈。这不仅使波形改善、稳定性提高，还使电路的输入电阻增加和输出电阻减小，同时减小了放大电路对选频网络的影响，增强了振荡电路的负载能力。通常Rf 用负温度系数的热敏电阻（Rt）代替，能自动稳定增益。假如某原因使振荡输出Uo增大，Rf上的电流增大而温度升高，阻值Rf 减小，使负反馈增强，放大器的增益下降，从而起到稳幅的作用。

从图Z0820可以看出，RC串并联网络和Rf、Re，正好组成四臂电桥，放大电路输入端和输出端分别接到电桥的两对角线上，因此称为文氏电桥振荡器。

目前广泛采用集成运算放大器代替图Z0820中的两级放大电路来构成RC桥式振荡器。图Z0823是它的基本电路。

文氏电桥振荡器的优点是：不仅振荡较稳定，波形良好，而且振荡频率在较宽的范围内能方便地连续调节。

调制、解调和变频－调制方式

在无线电通讯和广播中，需要传送由语言、音乐、文字、图象等转换成的电信号。由于这些信号频率比较低，根据电磁理论，低频信号不能直接以电磁波的形式有效地从天线上发射出去。因此，在发送端须采用调制的方式，将低频信号加到高频信号之上，然后将这种带有低频信号的高频信号发射出去，在接收端则把带有这种低频信号的高频信号接收下来，经过频率变换和相应的解调方式\"检出\"原来的低频信号，从而达到通讯和广播的目的。

要把低频信号\"加到\"高频振荡上去，可由低频信号去控制高频等幅振荡的某一参数（振幅，频率或相位）来达到。这种用低频信号去控制高频振荡，使其具有低频信号特征的过程称为调制。其中低频信号称为调制信号或调制波，被控制的高频等幅振荡称为被调信号或载波。经过调制后的高频信号称为已调波。根据低频信号所控制高频信号参数的不同，有不同的调制方式。以调制信号去控制载波的振幅，使载波的振幅按调制信号的规律变化，这种调制称为振幅调制，简称调幅，以调制信号去控制载波的频率，使载波的频率按调制信号的规律变化，则称频率调制，简称调频，同理，使载波的相位按调制信号的规律变化，则称调相。

上述的调幅、调频和调相属于连续调制，此外，还有脉冲调制，以及近代数字通讯中发展起来的所谓脉冲编码调制等。但是，使用最早，应用较广的是振幅调制方式。这种方式尽管效率较低，抗干扰性能较差，但它占用的频带窄，线路简单，所以，现在的中、短波广播仍广泛采用调幅制。 调制不仅使低频信号得到了有效的传输，还可以使不同电台具有不同的载波频率，从而使各电台相互区别。

调幅原理

用调制信号去控制高频载波的振幅、使载波的振幅按调制信号的规律变化，便可得到调幅波。这一过程中，载波、调制波和已调波的波形如图Z0901（补图） 所示。由图可见，连接已调波幅值各点所形成的包络线，反映了调制波的特点。显然，已调波已经不是纯粹的正弦波了，这表明已调波的获得是一个频率变换过程，只有通

过非线性元件才能实现。

图Z0902是调幅的原理电路，它由非线性器件二极管和谐振频率为ω0的LC并联谐振回路组成。uC为载波电压，um为调制电压。由于二极管的伏安特性可以近似地用一个n次多项式来表

示，即：o =a0＋a1u＋a2u2＋a3u3+…，系数a0、a1、a2、a3等的大小和符号取决于二极管伏安特性的特点。而该多项式的项数取决于信号u的大小和对分析结果所要求的精确度，信号愈大或者所要求的精确度愈高，所取的项数就应愈多。通常，取前三项就足以反映出二极管的非线形特点，即：

i

io = u＋a1u +a2u2 （式中iO即iD） GS0901 若：uC = Ucmcosω0tum = UmmcosΩt 则作用于电路的总电压u（即ua）为： u = uC + um= Ucmcosω0t + UmmcosΩt

代入式GS0901可得：

io = a0＋a1（Ucmcosω0t+ UmmcosΩt）+a2（Ucmcosω0t+UmmcosΩt）2 GS0902

将GS0902式展开，可得：

显然，当ω0 >>Ω 时，只有ω0 及

ω0±Ω这三种频率的信号才能在固有

频率为ω0的LC并联谐振回路上产生较大的压降，于是LC回路两端的电压为：

式中Z0表示谐振回路的谐振阻抗。利用三角函数关系式不难将式GS0904变换为：

式GS0905就是已调波的数学表达式它表明已调波的振幅为 ，是按调制波

的特点而变化的，已调波的重复频率等于载波频率ω0，ma称为调幅系数，又叫调幅度。由式GS0907可知，它与调制电压的幅度成正比，是一个反映调幅程度的量。其值由图Z0903所示的调幅波的波形图可以求出：

在实际情况中，总是0＜ma≤1。ma = 1称为最大调制。若 ma＞1，Uamin必为负值，称为过调制，这时调幅波的幅度在一段时间内变为零，其幅度的包络线不再与调制波形成线性关系，出现严重失真。最大调制与过调制的波形如图Z0903所示，所以应尽量避免过调制，如果ma = 0，则为无调制情况。

调幅波的频谱

利用三角公式，可把式GS0905写成：

该式表明，调幅波包含了三种频率分量，即：角频率为ω0的载波分量，角频率为（ω0+Ω）的上边频分量和角频率为（ω0 - Ω）的下边频分量。如果以频率ω为横坐标，幅度 ua为纵坐标，则可得出单一频率正弦波调制时调幅波的频谱图，如图Z0904所示。其中垂线的长度代表振幅或相对振幅。

实际的调制信号并不是单一频率的正弦信号，而是包含了从Ωmin到Ωmax各个频率迭加成的复杂信号，用这种信号对载波调制时，所得频谱如图Z0905所示。由图可见，载波ω0的两旁不再是两个边频，而是两个边频带，每个边带包含从Ωmin到Ωmax的频率范围，整个调幅波所占频带宽度为2Ωmax。例如：调幅广播系统中，规定每个电台所占据的频带宽度为9kHz，因此。每个电台所传送的音频信号频率应在4.5kHz以内。

调幅波的功率

调幅波在不同的调制情况下，它的功率相差很大，如果把天线看做是发射机的负载，当它的等放电阻为RA时，则在没有调制的情况下。载波功率（一个周期内的平均功率）P0为：

由于调制以后、已调波的振幅是变化的，因而，调幅波的功率也是变化的，对应调制电压不同的瞬间，高频信号一周期内的平均功率也不同、当调幅波幅度达到最大值，即cosΩt = 1时，高频一周内的平均功率最大，为：

当调幅波幅度为最小值，即： cosΩt＝-1时，高频一周内的平均功率最小，为：

显然，当ma＝1时，Pomax＝4Po，Pomin＝0，因此，调幅发射机的输出管，只有当它的额定功率Pc满足Pc＞4Po时，才能安全工作。可见，输出管的利用率很低，这是调幅制的一个缺点。

由式GS0908可知：调幅波在调制信号一周内的平均功率P等于载波功率Po、上边频功率

Pωo+Ω和下边频功率Pωo-Ω之和，即：

由此可见，只有当ma＞0，即进行调制时，功率才增大，但载波功率不变；增加的只是两个边频的功率。当ma＝1时，反映信息的两个边频功率增至最大，由式GS0909可算出，此时它为平均功率P的1／3 ，而不反映信息的载波功率却占2／3。据统计，电台广播语言信号时，其平均调幅度仅为0.2～0.25，就以0.3计，则边频功率仅占平均功率的很小一部分，还不足5％，而95％以上的载波功率被白白浪费掉。因此，调幅发射机的功率利用率很低，这是调幅波的又一缺点。 尽管如此，由于调幅制具有占用频带较窄，设备简单等优点，在中、短波广播中和通讯中仍得到广泛应用。

由于载波功率不包含信息，调幅波所传递的信息只包含在两个边带中，因此，可只将载波和其中一个边带发送，这在有线载波和短波无线电通讯中，获得广泛的应用。但它的缺点是设备结构复杂。

调幅电路

任何一种非线性器件都可以用来产生调幅彼。晶体管是一种非线性器件，只要让其工作在非线性（甲乙类，乙类或丙类）状态下，即可用它构成调幅电路。一般总是把高频载波信号和调制信号分别加在谐振功率放大器的晶体管的某个电极上，利用晶体管的发射结进行频率变换，并通过选频放大，从而达到调幅的目的。根据信号所加的电极不同，可分为基极调幅，集电极调幅和发射极调幅等多种调幅电路。它

们的调幅原理基本相同。这里只介绍基极调幅电路。

基极调幅电路如图Z0906 所示，图中Cb1，Cb2分别对载波和调制信号旁路以形成通路，C3对载波和调制信号均能旁路。Rb1、Rb2为偏置电路，使晶体管发射结处于临界导通，从而使放大器工作在甲乙类状态。Tr1是高频变压器，Tr2是低频变压器，它们分别使高频载波信号和低频调制信号耦合

到晶体管基极上。由图可见，载波电压、直流偏压和调制信号电压在基极电路中是串联的。故：

如把UBE + um看成是放大器晶体管的总偏压时，显然，这个偏压将随调制

信号变化而变化。如图Z0907所示。这正是基极调幅电路与谐振功率放大器的区别点。这样，当加上等幅的高频载波后，由于基极偏压的变化，在集电极回路中将出现幅度随um而变化的一系列高频电流脉冲，如图所示。这种高频电流包含着许多新的频率成份，又由于集电极电路中的LC回路谐振在

ω0上，所以只有ω0，和ω0±Ω三个频率成份在回

路上有较大的压降，而其他成份都将滤去，因此，

在回路两端便得到调幅电压ua，如图所示。

图Z0908是一个典型的基极调幅、小型近离发射机电路图。其中T1、C1、L1等组成电感三点式振荡电路，用以产生频率f0为1MHz的载波。T2组成

甲乙类的基极调幅电路。作为调制信号的音频信号um，由电容C8耦合到T2

的基极与L2耦合来的高频信号叠加。天线与线圈L4连接，长度由实验决定。

小信号平方律检波

从调幅波中检出低频信号的过程也是一个频谱变换过程。要完成这一变换，必须使用非线性元件。为了从变换后产生的多种频率成份中，取出低频信号，并将不需要的成份滤掉，检波器的负载应具有低通滤波器的特性。因此，检波器是由非线性元件和具有低通滤波器特

性的负载组成。滤波电容数值的选择应使高频时近于短路，低频时近于开路。

目前应用最广泛的是二极管检波器，因为它具有线路简单，大信号输入时非线性失真小等优点。根据调幅信号的大小，可分为大信号直线性检波和小信号平方律检波两种方式。

当检波器的输入调幅信号幅度较小（≤0.2V时的检波称为小信号平方律检波。其特点是二极管运用在伏安特性曲线的弯曲部分，而且在整个信号周期内二极管总是导通的。小信号平方律检波的原理电路如图Z0909所示，图中D是检波二极管，C2RL是检波负载，E为外加直流偏压，以提高二极管D的工作点Q的位置。ua是调幅信号，其包络线的最大幅度小于E 。 显然，在这一输入信号作用下，流过二极管的电流波形是失真的如图Z0910所示。

这一失真波形中包含有低频电流im（iΩ），如图中实线（平均电流）所示，它的形状与输入已调波电压ua的包络线形状基本一致，因此，用电容C2将高频成份滤掉后，负载R上就得到了低

频信号u0。

从频谱变换的角度来分析上述检波过程，二极管在工作点Q附近的电压、电流仍有式GS0901的关系。

设输入调幅电压为：

将ua代入式GS0901经整理，得：

上式表明，检波电流i0中包含有直流分量、低频分量（Ω和2Ω）及高频分量（ω0、ω0±Ω、2ω0和2ω0±2Ω）。当通过滤波电容和隔直电容去掉高频和直流分量后，检出低频分量为：

由上式可知，检波的低频分量的幅度种检波称为平方律检波。

检出的低频分量中还有二次谐波2Ω而且无法滤掉，所以，这种检波有较大的非线性失真。 二极管小信号平方律检波由于失真大，效率低，输入阻抗小等缺点，所以在现代通讯和广播接收机中已很少使用。但因它具有线路简单，能对很小的信号检波，以及检波输出电流与输入载波电压幅度的平方（即与输入信号的功率）成正比等优点，因而，在无线电测量仪表中得到较为广泛的应用。

与载波电压振幅的平方成正比，因此、这

大信号直线性检波

当检波器的输入调幅信号幅度较大（大于0.5V）时的检波称为大信号检波。其特点是二极管运用在伏安特性曲线的线性部分，虽然输入调幅信号的幅度较大，但在整个周期内二极管不总是导通的。图Z0911是大信号二极管直线性检波原理电路。图中D为检波二极管，一般采用点接触型锗二极管（2

AP系列），它们具有正向电阻小，反向电阻大，结电容小等特点。

当调幅信号输入时，调幅信号正半周的包络线则全部落在二极管特性的线性区，从而保证了检波电流与输入信号电压的幅度成线性关系，实现了它们包络线完全一致的结果。这一原理如图Z0912所示。

应该明确，大信号直线性检波还是运用了二极管的整个特性，亦即运用了二极管的非线性，否则是无法实现检波的。

由图Z0911可见，调幅信号ua加到检波器输入端，在信号正半周时，二极管导通，所形成的电

流iD的一部分向电容器C充电，另一部分则流向负载R通常R远大于二极管的正向电阻rD，即：R>>rD，因此，iD的大

小主要决定于

充电电路的电阻r（二极管的内阻和阻）。因为这个电阻很小，所以充电很小，iD很大，电容两端的电压压uO很快上升接近于输入高频电压

信号源的内时间常数rC

uC，即输出电的峰值。uC对

于二极管来说是个反向电压，因此，ua在由峰值下降到ua＜uC时，二极管截止，这时电容开始通过电阻R放电。由于R＝r，放电时间常数RC远大于高频电压的周期，因此，uC来不及下降多少，下一个周期又将到来。当

ua上升至ua＞uC时，二极管再

次导通，又一次使电容充电到接近于高频电压的峰值。如此反复循环，便得到图Z0912所示锯齿状输出电压波形。可以看出，这个电压波形与调幅波的包络线相

似。实际上，由于载波频率远大于调制波频率，检波器输出的波形比图示波形要光

滑得多。由图Z0912还可以看出，输出电压中含直流分量，低频分量和高频分量。直流分量可由耦合电容隔开；高频分量很小（图中的锯齿形状），所以，检波器的输出电压主要是低频分量，这个分量随输入调幅波包络线的规律变化，也就是原调制信号的再现，从而达到了检波的目的。 为了提高检波器的性能，减小失真，RC值应取得较大，通常要求Tm（调制信号周

期）>>RC1>>TC（载波信号周期），但RC1取值也不能太大，否则会因放电太慢而发生对角线切割失真，如图Z0914所示。在收音机中R常取2～10kΩ，C常取5100pF～0.01μF。 大信号直线性检波的失真小，因而被广泛地应用到通讯和广播接收机中。 ◆ 接收机中常用的检波电路

图Z0914是接收机常用的检波电路。中频调幅信号ua（f＝465kHz），经中频变压器Tr（次级线圈L）加到检波器输入端，经二极管检波后，残余的中频分量由C1、C2、R组成的滤波电路滤除。电位器RW上将获得检波后的直流和音频分量，再经隔直电容C3将音频信号耦合到低放级加以放大。

调频的特点

调频波的形成过程及调频波的波形如图所示，由图可见调频波（调频信号）的特点是：其频率随调制信号振幅的变化而变化，而它的幅度却始终保持不变。当调制信号的幅度为零时，调频波的频率称为中心频率ω0。当用一完整的调制信号（即调制信号的幅度作正负变化）对高频载波进行调频时，调频波的频率就围绕着ω0而随调制电压线性地改变。当调制信号向正的方向增大时，调频波的频率就高于中心频率；反之，当调制信号向着负的方向变化时，调频波的频率就低于中心频率。 可见，调制信号的幅度越大，频率的偏移也越大，调频波以其频率的变化代表着调制信号的特征。设调制电压为

而载波电压为

调频时载波电压幅度ucm和相位φ0不变，瞬时角频率ω(t)围绕着ω0随调制电压线性地改变，因此有

式中K为比例常数，Δω＝KUmm是由调制电压引起的最大频率偏移量，称为最大频偏。式GS0914表明，最大频偏与调制信号的振幅成正比，而与调制信号的频率无关。这就是调频波的基本特征。

调频波的表达式

一个简谐波的瞬时角频率等于相位对时间的导数，即：

所以，简谐波的相位为

将GS0914式代入式GS0916可得：

把式GS0917代入式GS0913，并设初相角φ0 = 0，得调频波的表达式：

式中，mf 称调频系数，

当mf ＝0时，式GS0918表示载波，当mf ≠0时，就是调频波的表达式。显然，它与调幅系数小于1不同，调频系数mf 可大于1，这是调频制与调幅制的重大区别之一。

理论分析表明，如果忽略振幅小于高频载波振幅的15％以下的边频分量，则调频波频谱的频带宽度可以用下式表示

式中△fm为最大频偏，F＝Ω／2π（调制信号频率），由式GS0919可知，调频波的宽度比调幅波宽得多，例如，当Fmax = 15kHz时，调幅波的宽度B＝2Fmax＝30kHz，而调频波的mf ＝5时，

B＝2（mf +1）F＝180kHz，它比调幅波的频带宽度大五倍，这是调频制的主要缺点。因此，调频

广播只适用于超短波（甚高频）波段。通常调频波的载波频率多在30MHz以上。目前国际上规定，调频电台的波段为88MHz～108MHz的甚高频段。并规定每个调频台所占用的频带宽度为

200kHz（通常mf =4～8），它的音频、即调制信号频带规定为30Hz～15000Hz。

调频电路：变容二极管调频电路

实现调频的方法很多，大致可分为两类，一类是直接调频，另一类是间接调频。直接调频是用调制信号电压直接去控制自激振荡器的振荡频率（实质上是改变振荡器的定频元件），变容二极管调频便属于此类。间接调频则是利用频率和相位之间的关系，将调制信号进行适当处理（如积

分）后，再对高频振荡进行调相，以达到调频的目的。两种调频法各有优缺点。直接调频的稳定性较差，但得到的频偏大，线路简单，故应用较广；间接调频稳定性较高，但不易获得较大的频偏。 常用的变容二极管直接调频电路如图Z0916（a）所示。

图中D为变容二极管，C2、L1、和

C3组成低通滤滤器，以保证调制信号顺利加到调频级上，同时也防止调制信号影响高频振荡回

路，或高频信号反串入调制信号电路中。调制级本身由两组电源供电。

对高频振荡信号来说，L1可看作开路，电源EB的交流电位为零，R1与C3并联；如果将隔直电容C4近似看作短路，R2看作开路，则可得到图（b）所示的高频等效电路。不难看出，它是一个电感三点式振荡电路。变容二极管D的结电容Cj，充当了振荡回路中的电抗元件之一。所以振

荡频率取决于电感L2和变容二极管的结电容Cj的值，

。

变容二极管的正极直流接地（L2对直流可视为短路），负极通过R1接+EB，使变容二极管获得一固定的反偏压，这一反偏压的大小与稳定，对调频信号的线性和中心频率的稳定性及精度，起着决定性作用。

对调制信号来说，L2可视为短路，调制信号通过隔直流电容C1和L1加到变容二极管D的负极，因此，当调制信号为正半周时，变容二极管的反偏电压增加，其结电容减小，使振荡频率变高；调制信号为负半周时，变容二极管的反偏压减小，其结电容增大，使振荡频率变低。

由上可见，变容二极管调频的原理是，用调制信号去改变加在变容二极管上的反偏压，以改变其结电容的大小，从而改变高频振荡频率的大小，达到调频的目的。由变容二极管结电容Cj变化实现调频的波形示意图如图Z0917所示。 图Z0918是应用电路举例请读者自行分析。

调频与调幅的比较

1． 调频比调幅抗干扰能力强

外来的各种干扰、加工业和天电干扰等，对已调波的影响主要表现为产生寄生调幅，形成噪声。调频制可以用限幅的方法，消除干扰所引起的寄生调幅。而调幅制中已调幅信号的幅度是变化的，因而不能采用限幅，也就很难消除外来的干扰。

另外，信号的信噪比愈大，抗干扰能力就愈强。而解调后获得的信号的信噪比与调制系数有关，调制系数越大，信噪比越大。由于调频系数远大于调幅系数，因此，调频波信噪比高，调频广播中干扰噪声小。

2．调频波比调幅波频带宽

频带宽度与调制系数有关，即：调制系数大，频带宽。调频中常取调频系数大于1，而调幅系数是小于1的，所以，调频波的频带宽度比调幅波的频带宽度大得多。 3．调频制功率利用率大于调幅制

发射总功率中，边频功率为传送调制信号的有效功率，而边频功率与调制系数有关，调制系数大，边频功率大。由于调频系数mf大于调幅系数ma，所以，调频制的功率利用率比调幅制高。

对称式比例鉴频电路

从调频波中\"检出\"原来调制信号的过程称为调频波的解调，又叫鉴频。实现鉴频的电路称为鉴频器，也叫频率检波器。常用的鉴频电路有比例鉴频电路和相位鉴频电路，它们的工作原理相同，都是先把等幅的调频波变换成幅度按调制信号规律变化的调频调幅波，然后，用振幅检波器把幅度的变化检出来，得到原来的调制信号，这一过程如图Z0919所示。实际电路中应用较多的是比例鉴频电路，比例鉴频电路有对称式和不对称式两种。 对称式比例鉴频电路如图Z0920（a）所示，它由两部分组成。第一部分由电感线圈L11、L2、L12、L3及电容C1、C2组

成，它把调频信号的频率变化转换成两个电压之间的相位差的变化；第二部分由D1、C3、R3和D2、C4、R4组成平衡式振幅检波电路，它把两个电压之间的相位差的变化变换为幅度的变化，并从中检出原来的调制信号。

电路中，C1、L11、L12和L2，C2组成双调谐回路，均谐振于载波频率f0（fC），D1、D2为检波二极管，R3、C3和R4、C4是它们的负载。要求电路对称即D1，D2的特性相同，R3＝R4，C3 = C4。两只二极管顺向相

接，与R3、R4和L2形成直流通路。CW容量较大（＞10μF），有稳幅作用。 1．频幅转换过程 图 Z0920（a）中，

L12与L3为强耦合，L3产生的电压与大小相等，且同相或反相，这里取同相。L11、与L2的互感耦合，在次级回路C2两端产生电压U2，则次级两端与中心抽头之间的电压分别为

和

，其等效电路如图Z0920（b）所示。由此可

和

分别为：

见，两个振幅检波器的输入电压

由于

是等幅的调频信号，对应的不同

频率，次级回路所呈现的阻抗性质和大小也各不相同，因此，次级电压电压

和

的大小将随的

也随之变化，于是，合成频率变化而变化。可用向

量分析如下：

（1）当f = f0，即调频信号

的频率f等于中心频率时

的相位滞后90°。由于次级回路又滞后

90°，它

（电路谐振），初级线圈L11的电流

90°，而次级回路中产生的感应电动势处于谐振状态，其电流

与

必然同相，而

与

与

反相并滞后

在电容C2上产生的电压

相位差90°，合成电压|；

、

、

们的相位关系如图Z0921（a）所示。结果使示。可见，

和

大小相等即：|

| = |

如图I0997（a）所

（2）当f ＞ f0，即调频信号U1的频率f大于中心频率时， 的关系仍和f = f0情

滞后

况一样，只是由于f ＞ f0时，次级回路因失谐而呈现电感性（ωL2＞1／ωC2），于是一个相角，而

又滞后

90°，如图Z0921（b）所示，结果

的幅度大于

的幅度，即|

与

相位差小于90°，合成电压| ＞ | 、

、

|；

关系仍不改变，

又滞后

如图I0997（b）所示。可见， （3）当f ＜ f0时，即调频信号

的频率f小于中心频率时，

超前

但次级回路因失谐而呈现电容性（ωL2＜1／ωC2)，于是90°，如图Z0921（c）所示，结果，可见，

的幅度小于

与

一个角度，而

的相位差大于90°，合成电压如图Z0922（c）所示。| ＜ |

|。

、

幅度的变

的幅度即：|

由此可见，调频信号的频率偏移（±△f）通过鉴频器的谐振回路，转换为

化，完成了调频--调幅波的转换。 2．检波过程

当次级回路的调频信号使D1、D2导通时，D1的检波电流经C3→L3回到L2的上半段；D2的检波电流由L2的中点→L3→C4→D2，回到L2的下半段，分别给C3、C4充上同向电压

，

。与此同时，D1、D2导通也给CW充

电，而充电回路的时间常数远小于由CW、R3、R4构成的放电回路的时间常数。CW两端的电压被充至U2的峰值电压，即UW≈U2，由图Z0922（a）可知：

因为R3＝R4，检波电路的直流通路建立的UR3＝UR4＝UW／2，检波电路的输出电压：

U0 = UPD = -UC3 + UC4 =UC3，UC4分别是

= K|

、

= （UC4 -UC3）／2 GS0920

产生的检波电流在C3、C4上形成的电压，即UC3＝K|

| -|

|）／2

| ，UC4

|，K为检波电路的传输系数，因此： U0 = K（|

所以，检波输出调制电压（如用于伴音时，调制电压为音频电压）也有下列情况： （1）当 f ＝ fO时，|

| = |

|，U0 = 0

| ＞ || ＜ |

|，UC3 ＞UC4，Uo＜ 0； |，UC3 ＜ UC4，Uo?/font>? 0。

（2）当 f ＞ fO时，（即f。+ △f ）；| （3）当 f ＜ fO时，（即f。- △f），|这就完成了检波过程。

以上分析可知，鉴频电路当输入调频信号时，输出电压在一定范围内输出正或负的电

压，且输出电压Uo在一定范围内与频偏△f成正比。当超出这个范围，则LC回路失谐，Uo反而跌落。根据这一特点，可画出如图Z0923所示的鉴频器输出电压与输入信号的频偏变化的关系曲线，称为鉴频特性曲线。 将

代入式GS0920可得：

上式可见，Uo不取决于UC3 、UC4本身的大小，而是取决于它们的比值，故称它为比例鉴频器。因此，当输入信号的振幅变化时，UC3 、UC4也同比例变化，只要UW及UC3 与UC4的比

值不变，其输出电压就保持不变。由于CW容量很大，其充电电压相当稳定，使输出电压不受寄生

调幅的影响，故此鉴频电路还有限幅作用。

在实际的鉴频电路中，往往给D1，D2串接如图Z0920（a）中所示的均衡电阻R1、R2以调节两检波电路的性能，使之易于对称。

不对称式比例鉴频电路

不对称式比例鉴频电路如图Z0924所示，它同对称式比例鉴频电路相似，也具有实现频-幅转换的初次级调谐回路，两只检波二极管和稳压电容CW，所不同的只是用一个检波负载电容与电阻，检波负载元件两端对地不对称，两组检波器对地的直流电阻也不对称，故称为不对称比例鉴频电路。

不对称比例鉴频电路的频--幅转换和检波过程与对称式比例鉴频电路一样。当次级信号 半周时，D1检波电流电压，D2检波电流频信号时，

与

为正

经E→D1→ R1→ CW、C3→C4→L3→A，在C4上形成上\"+\"下\"-\"的调制由A→L3→C4→R2 →D2→C（端点），给C4充上了反向电压。当输入调

不相等，则C4上就有调制电压输出。其输出的情况也与对称比例鉴频电路输

出的情况相似，也有： （1）当 f ＝ f0时，|

| = |

|，I1 = I2，U0 = UC4= 0；

| ＞ || ＜ |

|，I1 ＞ I2，UO = UC4＜ 0； |，I1 ＜ I2，UO = UC4 ＞ 0 。

（2）当 f＞ f0时，（即 f0+ △ f ）；| （3）当 f＜ f0时，（即 f0- △ f），|鉴频曲线与对称式比例鉴频电路相似。 变频

如果将接收到的高频调幅信号直接放大后就进行检波，则高频放大器对强弱不同的高频调幅信号，不能做到均匀地放大，同时，由于频率高，放大器的增益做不高，而且往往容易引起自激。因此，现代的接收机中，都是先把各个电台的高频载波信号先变为一个固定的中频载波信号，然后将中频信号进行放大、检波。这种预先把高频载波变换为一个固定中频载波的频率变换过程叫变频。实现变频的电路叫变频器。变频器的原理方框图如Z0925图所示。

图中uS为高频载波信号，uL为本机振荡信号，uP=( uL - uS)为变频后得到的固定中频信号。

变频原理

变频主要是靠非线性器件来实现的一种线性频率变换过程。非线性器件可以采用二极管，也可以采用三极管，通常多用三极管，因为三极管变频电路兼有变频和放大作用。利用管实现变频的原理电路如图所示。

当高频载波信号uS 和高频等幅振荡信号uL 同时加到三极管的发射结（相当于一个二极管）上时，利用发射结特性的非线性便会产生许多频率成分，经三极管进行放大、再由集电极电路中的LC谐振回路选频，因回路调谐在预先设计好的差频即中频 fP = fL - fS上，故只有差频分量能有效地输出，这就是三极管变频的过程。 设：调幅电压为式中

。当uS 和uL同时作用于混频管时，并适当调

本机振荡高频等幅电压为：

节该管的工作点，使其工作在非线性区，则该管的集电极电流iC同样符合式GS0901关系，将uS 和uL代入并展开，便得知iC中含有角频率为ωL、2ωL、ωS、2ωS、(ωL +ωS)，(ωL -ωS)等交流分量。若使调谐回路谐振在（ωL -ωS）上，则从混频器输出的差频（中频）调幅信号电压为：

式中：Z0为谐振回路阻抗。

由上式可见，中频电压的幅度与高频电压幅值的一次方成正比，说明中频信号包络线与高频信号包络线是一致的，只是改变了载波频率，而调制规律并没有改变。

变频电路

晶体三极管变频器的实际电路主要有两类：本振电压由单独振荡器产生的他激式变频器和本振电压由变频管自身产生的自激式变频器，它们都可接成共基极或共发射极电路。

他激式变频电路比较复杂，但

uS和uL之间牵连作用小，稳定性

高，容易调整，而且可使本振与混频各自处于最佳工作状态，常用在质量较高的收音机中。自激式变频电路中，一管两用，uS与uL相直牵连，稳定性差，不易调到最佳工作状态，但所用元件少，线路简单，故在一般超外差收音机中广泛采用。

按本振电压注入晶体管的不同电极来分，变频电路有基极注入，发射极注入和集电极注入三种形式。其中以发射极注入应用最为广泛。

图Z0926是收音机中的典型变频电路。其工作过程是：天线上感应的信号由L1，C1a，C0组成的输入回路注入，经调谐选频，把选出的某一电台的调幅信号uS耦合到L2加至晶体管的基极。晶体管T与L3、L4、C4、C5、C1b组成变压器耦合共基调发式振荡电路，产生的高频等幅信号经

C3加到晶体管的发射极。晶体管静态工作点选得很低，发射结处于非线性状态，以便进行频率变换。集电极输出后的多种频率分量，由于C6、L5组成的并联谐振回路谐振于中频，所以只将中频信号选出经L6送至下一级。

无线电广播与接收

无线电广播系统主要由发送系统和接收系统两部分组成。无线电广播的基本过程是信号的\"发送

接收过程。在发送端，将需要传播的信息，如声音、文字，图像等低频信号，转换成电信

号后,经调制器\"调制\"在高频载波上，然后由发射机通过发射天线辐射到空中去，并以无线电电磁波的形式进行远距离传播。在接收端，这些已调制的高频无线电波被接收机天线接收下来，经过\"解调\"和一系列处理后，获复成原来的低频信息。在这一过程中，无线电波是信息传播的重要工具。 无线电波是波长比较长的一种电磁波，它在电磁波谱中所占的范围比较广。

无线电波可用波长和频率来表示。习惯上，中、长波一般用频率来表示，短波、超短波一般用波长来表示。

广播、通讯用无线电波波段划分如表Z1001。

无线电广播与接收

无线电广播系统主要由发送系统和接收系统两部分组成。无线电广播的基本过程是信号的\"发送

接收过程。在发送端，将需要传播的信息，如声音、文字，图像等低频信号，转换成电信

号后,经调制器\"调制\"在高频载波上，然后由发射机通过发射天线辐射到空中去，并以无线电电磁波的形式进行远距离传播。在接收端，这些已调制的高频无线电波被接收机天线接收下来，经过\"解调\"和一系列处理后，获复成原来的低频信息。在这一过程中，无线电波是信息传播的重要工具。 无线电波是波长比较长的一种电磁波，它在电磁波谱中所占的范围比较广。

无线电波可用波长和频率来表示。习惯上，中、长波一般用频率来表示，短波、超短波一般用波长来表示。

广播、通讯用无线电波波段划分如表Z1001。

超外差收音机方框图

超外差收音机电路组成方框图如图Z1002所示。它主要由输入回路、变频级、中放级、检波级、低放级（前置或推动级）和功放级及电源等部分组成。

超外差收音机的主要工作特点是:采用了\"变频\"措施。输入回路从天线接收到的信号中选出某电台的信号后，送入变频级，将高频已调制信号的载频降低成一固定的中频（对各电台信号均相同），然后经中频放大、检波、低放等一系列处理，最后推动扬声器发出声音。

这一\"变频\"措施，是超外差收音机性能得以改善的关键，也是分析超外差收音机\"重点\"。

超外差收音机性能指标

收音机质量的高低是用其性能指标来衡量的。国家标准中规定的指标很多，我们就其重要的几项作一介绍。

1.灵敏度 收音机正常工作（即输出功率和输出信噪比达到额定值）时，天线上感应的最小信号(场强或电势)称为灵敏度。它反映收音机接收微弱信号的能力。使用磁性天线接收信号时，用电场强度来表示，其单位是mV／m，一般中波段收音机的灵敏度应不劣于2mV／m；使用外接天线或拉杆天线时，灵敏度用电势表示，单位是μV。

2.选择性 收音机抑制邻近电台信号干扰、选择有用信号的能力称为选择性。它反映收音机选择电台的能力。

调幅广播电台的中心频率是按9kHz间隔来分布的，故收音机的选择性通常用输入信号失谐±9kHz时，灵敏度的衰减程度来衡量，一般要求收音机的选择性大于20ｄB。

3.失真度 收音机输出波形与输入波形相比失真的程度称为失真度。收音机中对音质有影响的主要是频率失真和非线性失真。

4.波段覆盖范围 收音机所能接收的载波频率范围。调幅收音机的中波段频率范围为535～1605kHz，而短波范围则为1.6─26 MHz，调频收音机的覆盖范围为88─108 MHz。

LC串联谐振回路

LC谐振回路

LC谐振回路广泛地用于超外差收音机的选频电路之中，如输入回路、变频电路、中频电路等。故在分析超外差收音机的工作原理之前，我们先复习一下LC 谐振回路的性能及特点。

图Z1003为一LC串联谐振电路，其中R表示线圈L的损耗电阻。该电路的交流阻抗为

Z=R+j（

），当回路发生谐振时，

=0，故回路的谐振频率为： f0=

GS1001

该电路谐振时的特点是，回路的阻抗最小且Z0＝R；信号电压一定时，回路的电流最大且I0＝

压最大，且是信号电压的Q倍。Q的定义为：

；电感或电容两端的电

Q＝ 。

Q叫回路的品质因数。下面我们重点讨论LC串联电路的幅频特性、通频带和选择性。 1. 回路电流的幅频特性 由图Z1003知，该电路的电流

为方便起见，通常用电流的相对比值（称归一化）来表示串联回路电流的幅频特性：

a＝

＝ GS1003

利用上式可画出图Z1004的幅频特性曲线（即谐振曲线）。从曲线看出：Q值愈大，曲线愈尖锐，回路的选择性愈好。 2．回路的通频带

在谐振频率附近，f+f0≈2f

上式代入式GS1003可得

满足a≥B表示， 因

则 B＝2△f＝

(即0.707)的频率认为可以通过回路，通过回路的频率范围称通频带，通频带的宽度用

GS1005

由此可见： Q值越低，通频带越宽，Q值越高，通频带越窄。 3. 回路的选择性

回路的选择性通常用谐振曲线的矩形系数Kr来表示，如图Z1004所示，Kr定义为a下降到0.1时的频宽B0.1与a下降到0.7时频宽B0.7的比值，即

R、L、C串联回路的矩形系数为：

理想矩形系数Kr=1，而LC串联回路谐振曲线矩形系数较大，因此选择性较差。

LC并联谐振回路

图Z1005为一LC并联谐振回路，其中R为线圈的损耗电阻。该回路的阻抗

该回路的谐振频率为

f0＝

并联谐振回路的特点是，谐振时回路阻抗最大且为纯电阻，即Z0＝R0＝或容抗的Q倍，

即Z0=Qω0L=Q ∕ω0C。

；谐振阻抗为感抗

式中 Q＝

一般Q远大于1。

当电流一定时，电感或电容两端的电压最大，若偏离谐振频率，回路阻抗及电压将明显减小。 1．回路电压的幅频特性

在谐振频率附近，ωL＞＞R，f+f0≈2f，式GS1007可整理成

Z＝

回路电压

电压幅频特性：

其表达式和特性曲线与串联回路相同。 2．回路通频带和选择性

由GS1008式可求出并联回路的通频带 B＝2Δf＝

Q愈大，通频带愈窄；Q愈小，通频带愈宽。

与串联回路选择性分析一致，并联回路谐振曲线的矩形系数Kr＝9.96，即选择性也较差，但这种电路结构简单，调试方便，常用于接收机的中频放大电路之中。

输入回路

输人回路是收音机的\"大门\"，从广播电台传来的高频信号到达收音机，首先碰到的是输入回路。常用的晶体管收音机输入回路如图Z1006所示。它是一个由可变电容器C1、输入调谐线圈L1组成的LC串联调谐回路，其作用是从天线接收到的许多频率的信号中,选择出欲收听的电台信号。被选出的电台信号，再由L2耦合到第一级晶体管的基极。输入回路选择电台信

号的原理是这样的，当不同频率的电磁波(即不同电台的信号)在输入回路中感应出不同回路的电动势时，如某电台的信号频率与输入调谐回路的谐振频率f0＝

（可变电容在某位置时）相

同，则在回路中产生谐振，回路电流最大，在线圈L1上产生的压降也最大,经L1、L2耦合送入晶

体管基极的电压也最大；而其他不符合谐振回路谐振频率的电台信号，在L1上产生的压降很小，送入晶体管基极的信号电压也就很微弱，可以认为被输入回路抑制掉了。改变

C1可获得不同的谐振频率，

也就可选择出不同的电台信号。

晶体管收音机输入回路广泛采用磁性天线。将输入调谐回路的线圈L1和L2绕在磁棒上就构成了磁性天线。磁棒一般用导磁率较高的铁氧体材料，以集聚磁力线，增强感应电势，提高选择性；

L1和L2的圈数比必须选合适，以使收音机获得较好的灵敏度和选择性。一般L1取60～80圈，L2为L1的1／10左右。

磁性天线有较强的方向性，如图B1007所示。一般中、短波电台发射的是垂直极化波，其交变磁场是水平方向的，只有磁棒的轴线与电磁波传播的方向垂直，且与交变磁场的水平面平行时穿过线圈的磁力线才最多，产生的感应电势才最大。对输入回路的要求：要有良好的选择性。即选出欲收电台型信号，抑制邻近电台信号的能力要强。要有足够的频率范围。即输入回路要能调谐到所需接收的整个频段内的各个电台信号。频率范围又称频率覆盖,且用频率覆盖系数来表示。它定义为频

段中最高频率与最低频率之比，即Kf＝

。在中波段，

fmax＝1605 kHｚ，fｍin＝535 kHz，

故Kf＝ fｍin=

＝3可变电容C1的变化范围要满足此要求，即使

,fmax=

要有足够的电压传输系数。这就要求输入调谐回路的谐振阻抗与晶体管的输入阻抗相匹配，即满足 N1／N2＝

／

（其中N1、N2分别为 L1、L2的匝数，Z0为输入回路的谐振阻抗，ri为晶体管的输入阻抗）。适当地选择L1、L2的匝数即可满足要求。

统 调

超外差式收音机的主要特点之一，是它有一个变频级。变频级里有3个调谐回路，如图Z1006所示。一个是信号输入回路,调节这个回路可以选择不同电台的信号频率fs；一个是本机振荡回路，调节这个回路可以改变本机振荡的频率fL；另一个是中频选频回路，它调谐于固定的中频fP（465kHz）。他们之间的关系是:fL-

fs=fP,当接受的信号频率改变时，则fL也得相应的改变，才能保证上面的条件。通常改变fL和 fs

是用改变回路电容量来实现的。为了简化调谐过程，通常是把两个回路的可变电容的动片连再同一轴上，作成单一旋钮统一控制。这种统一调节C1a和C1b使变频级输出信号频率保持或逼近中频fP的过程叫统一调谐。简称统调，也称跟踪调谐。实践证明，要在整个波段内做到严格地跟踪调谐是困难的。由于输入回路和本振回路 的频率覆盖系数分别为：

例如对中波段（535～1605KHz）

KS==3 KL=

=2.07

比较两式可知,两个回路在同一波段内的频率覆盖系数不相等，即它们分别从最低频率变到最高频率时所要求的可变电容变化量不相同。 但C1a和C1b实际上是等容同轴的，这就造成了跟踪调谐的困难,即很难做到在整个频率范围内都能相差固定的中频fP.常用的跟踪统调方法是调节本振回路去凑合输入回路，使它们的差频保持或逼近中频fP＝465kHz就可以了。

目前，广泛采用同轴等容双连可变电容器，并在本振回路中串联和并联电容器的方法，由于这种方法需要附加电容，所以又叫附加电容法。这样就可在整个波段内达到低端、中端和高端三点上满足fL- fs=fP的要求（即三点跟踪），在波段内的其他频率上，也就可以近似地实现跟踪了。例如，中波段的3个统调点是低端600 kHz，中端1000 kHz，高端1500kHz。 下面以直线频率式双连电容器为例，对三点统调原理进行分析。 我们知道输入回路和本振回路的谐振频率分别为：

式中LS和LL分别为输入回路和本振回路的电感，C为直线频率式等容双连可变电容器的电容量。 直线频率式等容双连电容器的电容与转动角θ有如下关系：

＝a+ｂθ GS1012

式中a、b是与电容器的几何尺寸有关的常数。将GS1012式代入GS1011式，则图B1001中的输入回路和本振回路的谐振频率分别为：

可见频率与转角θ有直线关系，这就是直线频率式可变电容器名称的由来。根据式GS1013可以作出如图Z1007中直线AB和直线CD所示f～θ特性，即fL、fs与双连可变电容器旋转角度θ的关系曲线。

由于要求fL-fs＝fP＝465kHz，所以LL＜LS，从式GS1013可知a2＞a1、b2＞b1。从图Z1007中可见，由于CD直线较之AB直线在频率轴上的截距大（a2＞a1），斜率也较大（b2＞b1），所以直线CD和直线AB不平行因此在0～180°的任意角度θ上，fL和fS的差都不会相同。例如，使θ=90°时，两者频差恰好为465kＨz，则θ=0°时，差频小于465kHz,则θ=180°时，差频大于465kHz 。若能使本机振荡频率fL随转动角度θ的变化曲线如图中的EF（粉色线），则能达到理想的跟踪。然而，在任意角度时，要求fP=fL-fS=465kHz，实际上是办不到的。不过，若在本振回路中增加两个附加电容Cb和CDZ，如图Z1006所示，就可以显著的改善统调跟踪特性。 在图Z1006中，并联在振荡回路里的电容Cb，称为补偿电容，它的容量较小，与C1bmin近似。当本振回路调谐在fLmin时，电容C1b的值最大（双连电容动片全部旋进），此时，C1bmax＞＞Cb,所以,Cb对本振回路的低端频率几乎没有影响但随着双连可变电容器动片旋出，本振回路频率随着升高，Cb的影响就逐渐显著。由于Cb和C1b是并联的，则高端频率将大为减小。所以在波段的高频端，Cb对回路的影响最大。若Cb的数值选得适当（Cb为半可变电容，可以调节大小），则由于Cb的作用使本振回路的频率不再随C1b的减小而沿CD直线上升，而是在上升中逐渐减慢，使得高频端跟踪曲线弯曲下移，接近于理想的跟踪曲线EF，并与其相交于一点f3，如图Z1007所示。

串联在振荡回路里的电容CDZ叫做垫整电容，它的容量较大，与C1bmax相近，当本振频率最高时，C1b的值最小（双连全部旋出），由于CDZ＞＞C1bmin，所以CDZ对本振高端频率几乎没

有影响。但当本振频率逐渐下降对，CDZ的影响就逐渐显著。由于CDZ和C1bmin是串联的，则总的回路电容下降，所以本振低端频率将有所上升，其结果本振频率不再随C1b的增大而沿直线CD下降。若CDZ选得适当，则可使低端跟踪曲线向上提升变弯，接近于理想跟踪曲线EF，并与其相交于一点f1。

这样，本振回路经过附加电容CDZ、Cb的补偿以后，它的跟踪曲线由直线CD变为\"S\"形曲线，在f1、f2、f3三点实现了跟踪调谐。在其他频率上，虽不能完全实现跟踪调谐，但跟踪情况大有改善，已能满足变频的要求，如图Z1007中红色线所示

中频放大电路

中频放大电路的任务是把变频得到的中频信号加以放大，然后送到检波器检波。中频放大电路对超外差收音机的灵敏度、选择性和通频带等性能指标起着极其重要的作用。

图Z1008（a）是LC

单调谐中频放大电路，图Z1008（b）为它的交流等效电路。图中B1、B2为中频变压器，它们分别与C1、C2组成输入和输出选频网络，同时还起阻抗变换的作用，因此，中频变压器是中放电路的关键元件。

中频变压器的初级线圈与电容组成LC并联谐振回路，它谐振于中频465kHz。由于并联谐振回路对诣振频率的信号阻抗很大，对非谐振频率的信号阻抗较小。所以中频信号在中频变压器的初级线圈上产生很大的压降，并且耦合到下一级放大，对非谐振频率信号压降很小，几乎被短路（通常说它只能通过中频信号），从而完成选频作用，提高了收音机的选择性。 由LC调谐回路特性知，中频选频回路的通频带B＝f2- f1＝

，见图Z1009。式中QL是回路

的有载品质因数。QL值愈高，选择性愈好，通频带愈窄；反之,通频带愈宽，选择性愈差。 中频变压器的另一作用是阻抗变换。因为晶体管共射极电路输入阻抗低，输出阻抗高，所以一般

用变压器耦合，使前后级之间实现阻抗匹配。

一般收音机采用两级中放，有3个中频变压器（常称中周）。第一个中频变压器要求有较好的选择性，第二个中频变压器要求有适当的通频带和选择性，第三个中频变压器要求有足够的通频带和电压传输系数，由于各中频变压器的要求不同，匝数比不一样，通常磁帽用不同颜色标志，以示区别，所以不能互换使用。

实际电路中常采用具有中间抽头的并联谐振回路,如图Z1010（a）所示。（b）是它的等效电路，可以看出，它是由两个阻抗性质不同的支路组成。由于L1、L2都绕在同一磁芯上，实际上是一个自耦变压器。

利用变压器的阻抗变换关系，可求得等效谐振电路的谐振阻抗：

ZOB0＝（）2ZAB0＝（）2ZAB0 （式中N＝N1＋N2为电感线圈的总匝数）。

即具有抽头并联谐振电路的谐振阻抗ZOB0等于没有抽头的谐振阻抗ZAB0的＜1，所以ZOB0＜ZAB0，适当选择变比可取得所需求的ZOB0，从而实现阻抗匹配。

上述中放电路结构简单，回路损耗小，调试方便，所以应用广泛。但很难同时满足选择性和通频带两方面的要求，所以只能用在要求不太高的收音机上。

倍。由于

自动增益电路（AGC）

收音机接收强台和弱台信号时，信号场

强的变化是很大的，约在0.1mV／m～

100mV／m范围内（因电离层变化也会引起信号变化，这在短波段内特别严重）。为防止强信号阻塞及对短波衰落，要求放大器的增益应能随信号强弱而自动调整，以保持输出相对稳定。因此一般收音机都设置自动增益控制（AGC）电路。

图Z1011是常用的AGC电路，它利用晶体管的电流放大系数β随IC的大小而改变的特性（见图Z1012），通过IC的调节，以达到控制增益的目的。控制信号取自检波器的直流输出，被控对象是第一级中放管集电极电流。无信号时，T2的基极电流由R3和R4+（R7+RD）∥RW决定（RD是D3的正向电阻）。当有信号输入时，检波输出的中频成分由

C12、R7、C13 网络滤除，音频成

分一路经 W1、C14 送入低放级；另一部分R4、C8滤除。根据D3的极性，检波后的直流成分在A点可看作是两路汇集处，一路

ID1，一路 ID2。由图可见 ID1在B点是对Ib2分流的，总使T2基流

减小，从而使T2集电极电流减小，增益下降。当输入信号强时,检波直流分量也大,有ID1↑→Ib2↓→IC2↓→β↓,使T2增益大为下降，反之当输入信号较弱时，ID1分流作用小β下降很小，T2的增益也就

下降很少。这就起到了自动增益控制的作用。

R4、C8除音频滤波外，还影响着控制作用的速度。滤波电路时间常数取得小些，控制信号能迅速跟踪输入信号强弱的变化，有利于提高信号接收灵敏度，适用于衰落严重的短波。但过小就会有残留的音频成分，引起失真或自激啸叫，一般R4取5～10kΩ，C8取10～30μF。

这种AGC电路的缺点是：当外来信号很强时，受控管可能因被控而截止，使中放电路处于乙类放大状态，会产生严重失真。同时，由于受控基流过小，输入阻抗较高，这个阻抗使前级输出回路负载阻抗增大，Q值增加，通频带变窄。但由于这种电路简单，效果尚好，仍被广泛采用。 经过前面的讨论,可以看出，超外差收音机具有以下几个优点：

① 由于变频后的固定中频频率较低，容易获得较高的增益，且工作稳定又不易引起自激。因此，收什机的灵敏度可以做得很高；

② 由于增益较高，便于进行各种自动控制，使在整个接收范围内的高端和低端的灵敏度比较均匀；

③ 由于中放级的选频作用，可对中频信号进行有效地放大，而将混进收音机的其它频率信号抑制掉，从而提高了收音机的选择性。

晶体管超外差收音机整机电路分析

图Z1013为常用典型七管超外差收音机电路，它主要由输入回路、变频级、中放级、检波级、低放级、功率输出级和AGC电路组成。

一、输入回路

从磁性天线感应的调幅信号送入C1a、C2和L1组成的输入回路进行调谐，选出所需接收的电台信号，通过互感耦合送入变频管T1的基极。 二、变频级

变频级是由一只晶体管T1同时起本振和混频作用的自激式变频电路。本振回路由L2、C7、C5、C1b组成，它是互感耦合共基调射式的LC振荡电路。L2抽头是为了减小晶体管的输入阻抗对振荡回路的影响。本振信号通过耦合电容C4从T1的射极注入，它与输入回路耦合到T1管基极

的高频调幅信号在T1管中混频，由集电极调谐回路（中周）选出二者的差频即465kHz的中频信号，然后再将中频信号送入中放电路去放大。

为了提高电路的稳定性，兼顾变频和振荡性能，静态工作电流一般取为0.3～0.4mA。为了保证在电源电压降低时，本机振荡仍能稳定工作，变频级基极偏置电路采用了相应的稳压措施，即利用两只硅二极管D1、D2进行稳压（1.4V左右）。 三、中放级

中放级由T2、T3组成两级单调谐中频选频放大电路。各中频变压器均调谐于465kHz的中频频率上，以提高整机的灵敏度、选择性和减小失真。第一级中放(T2)加有自动增益控制，以使强、弱台信号得以均衡，维持输出稳定。中放管采用了硅管，其温度稳定性较好，所以采用了固定偏置电路。T2管因加有自动增益控制，静态电流不宜过大，一般取0.2～0.6mA；T3管主要要提高增益，以提供检波级所必须的功率，故静态电流取得较大些在0.5～0.8mA范围。为了有效地抑制强信号中放级还加了二极管D3作为强信号阻尼二次AGC控制。 四、检波级

经中频放大级放大了的中频信号，由中频变压器送至检波二极管D4进行检波。检波后的残余中频及高次谐波由C14C13和R8组成的RCπ型滤波电路予以滤除。音频信号由C15耦合到低放级去放大。电位器Rw是音量调节电位器兼作电源开关。检波后的直流成分经R4、C8组成的退耦电路送到T2的基极作为AGC控制之用。 五、低放级与功率输出级

T4为低频放大级，接成固定偏置电路，工作电流一般取0.5～1mA范围。

功放输出级为典型的OTL电路，由T5、T6和T7等组成。其中T5为激励级，T6、T7为互补推挽输出级。R15、R16为激励级T5的偏置电阻；R18使T6、T7两管基极保持固定的电位差，改变

R18可改变输出级的静态工作点。输出级工作电流一般取1.5～5mA范围。C16为交流负反馈电容，C19为输出电容，C12、R14、C20为电源去耦电路的电容、电阻。另外，输出级T6、T7的中点电位（3v）可由R16来调节。